LLC设计注意事项
2kw半桥llc开关芯片
2kw半桥llc开关芯片半桥LLC开关电源芯片是一种高效、高可靠性的电源转换芯片，常用于大功率电源系统中。
2KW的半桥LLC开关电源芯片是一种常见的规格，能够满足中高端电源系统的需求。
以下是一些关于2KW半桥LLC开关电源芯片的信息：一．芯片特点：１．高效：能够实现高效率的电源转换，降低能源损失和散热需求。
２．高可靠性：具有较低的故障率和较长的使用寿命。
３．集成度高：将开关管、PWM控制器、保护电路等集成在单颗芯片中，方便使用和调试。
二．工作原理：１．半桥结构：采用半桥电路结构，通过两个开关管交替导通和截止，实现电源的变压和整流。
L２．LC谐振电路：采用LLC谐振电路，实现开关管零电压或零电流切换，降低开关损耗和电磁干扰。
３．PWM控制：通过PWM控制电路，调节开关管的导通和截止时间，实现电源的稳压和调功。
三．应用领域：１．大功率电源系统：适用于需要大功率电源的设备，如服务器、基站、工业电源等。
２．新能源领域：可用于光伏逆变器、风能逆变器等新能源设备的电源系统。
３．电动汽车领域：可应用于电动汽车的充电桩、电机控制器等电源系统。
四．选型注意事项：１．输入电压范围：根据实际应用选择合适的输入电压范围。
２．输出电压和电流：根据实际需求选择合适的输出电压和电流规格。
３．工作频率：选择合适的工作频率以平衡电源性能和EMI 特性。
４．保护功能：选择具有完善保护功能的芯片，如过流保护、过压保护、欠压保护等。
在选择品牌和供应商时，应考虑其技术实力、产品质量、售后服务等因素。
应用示例：１．在服务器电源中的应用：用于实现服务器电源的高效、稳定供应。
２．在电动汽车充电桩中的应用：用于实现快速充电和稳定电压输出。
总之，2KW半桥LLC开关电源芯片是一种常用的高效、高可靠性电源转换芯片，适用于多种大功率电源系统的应用场景。
在选择和使用时，需注意其特点、工作原理、应用领域、选型注意事项。
同时，结合具体应用示例进行方案设计，可更好地发挥其性能优势。
llc工作原理
llc工作原理
LLC是Limited Liability Company（有限责任公司）的缩写，
是一种常见的商业实体类型。
LLC的工作原理是将公司的责
任进行限制，即公司的债务仅限于公司资产，而不会扩展到公司所有人的个人财产。
LLC的工作原理主要涉及以下几个要点：
1.独立法人地位：LLC在法律上被视为一个与其所有人分离的
独立实体。
这意味着公司有自己的身份和权利，可以拥有财产、签订合同、起诉或被起诉等。
2.有限责任：LLC成立后，公司债务和责任仅限于公司资产。
这意味着，公司所有人的个人财产通常不会用于偿还公司的欠债。
3.透明度：LLC可根据需要选择是否对内部经营活动进行披露。
一些LLC选择进行披露，以便公司所有人能够清楚地了解和
监控公司的财务状况。
4.灵活性：LLC的管理和运营通常相对灵活。
公司可以根据需
要设立管理层、制定公司章程、决定利润分配等。
此外，LLC 的所有人可以根据需要决定公司的增减资。
总结而言，LLC的工作原理是将公司资产与个人财产分开处理，从而为公司所有人提供了有限责任的保护。
这种商业实体
类型在许多国家被广泛采用，因其灵活性和有限责任受到创业者和投资者的青睐。
高频LLC谐振变压器设计要素及注意事项
总结高频LLC谐振变压器设计要素1、须注意减少邻近效应。
相邻导线流过高频电流时，由于磁电作用使电流偏向一边的特性，称为“邻近效应”。
如相邻二导线A，B流过相反电流IA和IB时，B导线在IA产生的磁场作用下，使电流IB在B导线中靠近A导线的表面处流动，而A导线则在IB产生的磁场作用下，使电流IA在A导线中沿靠近B导线的表面处流动。
又如当一些导线被缠绕成一层或几层线匝时，磁动势随绕组的层数线性增加，产生涡流，使电流集中在绕组交界面间流动，这种现象就是邻近效应。
邻近效应随绕组层数增加而呈指数规律增加。
因此，邻近效应影响远比趋肤效应影响大。
减弱邻近效应比减弱趋肤效应作用大。
由于磁动势最大的地方，邻近效应最明显。
如果能减小最大磁动势，就能相应减小邻近效应。
所以合理布置原副边绕组，就能减小最大磁动势，从而减小邻近效应的影响。
理论和实践都说明，设计工频变压器时使用的简单方法，对设计高频变压器不适用。
在磁芯窗口允许情况下，应尽可能使用直径大的导线来绕制变压器。
在高频应用中常导致错误，使用直径太大的导线，则会使层数增加，叠加和弯曲次数增多，从而加大了邻近效应和趋肤效应，就会使损耗增加。
因此太大的线径和太小的线径一样低效。
显然由于邻近效应和趋肤效应缘故，绕制高频电源变压器用的导线或簿铜片有个最佳值。
当相邻的导线流过电流时，会产生可变磁场，从而形成邻近效应，如果邻近效应发生在绕组层间时，其危害性是很大的。
邻近效应比集肤效应更严重，因为集肤效应只是将导线的导电面积限制在表面的一小部分，增加了铜损。
它没有改变电流的幅值，只是改变了导线表面的电流密度。
但相对来看，邻近效应中的涡流是由相邻绕组层电流的可变磁场引起的，而且涡流的大小随绕组层数的增加按指数规律递增。
总结，做高频LLC谐振变压器时使用的线材，用多股绞合线或者丝包线为最佳。
例如：0.1*40股，或者0.05*40股等，线径越小，邻近效应与趋肤效应危害就越小。
当线径小到某一值时，再减小线径所起作用就不大了，就市面上来讲，目前多数用的0.1*XX股线为最多。
logo设计中要注意的几个问题
3.LOGO能使受众便于选择。
一个好的LOGO往往会反映网站及制作者的某些信息，特别是对一个商业网站来话，我们可以从中基本了解到这个网站的类型，或者内容。在一个布满各种LOGO的链接页面中，这一点会突出的表现出来。想一想，你的受众要在大堆的网站中寻找自己想要的特定内容的网站时，一个能让人轻易看出它所代表的网站的类型和内容的LOGO会有多重要。
学习要求
要求掌握色彩基本知识, 熟知色彩三要素及其对色彩的影响。了解原色、间色、复色、补色的构成方法。掌握色彩生理学、色彩心理学基本内涵。能够运用本章所述色彩知识对产品、广告、商标等对象进行色彩设计。
注意客户网站的标志，主要用途，服务对象等，合理融入LOGO的设计中~
Logo设计英文注意事项
①基色要相对稳定
②强调色彩的形式感：比如重色块、线条的组合
③强调色彩的记忆感和感情规律：比如黄色代表富丽、明快；橙红给人温暖、热烈感；蓝色、紫色、绿色使人凉爽、沉静；茶色、熟褐色令人联想到浓郁的香味（看过快餐店的广告吗？)
④合理使用色彩的对比关系，色彩的对比能产生强烈的视觉效果，而色彩的调和则构成空间层次。
有限责任公司英文为Limited Liability Company， 缩写为LLC.
联合公司是美国公司形式的一种，中国没有这种公司，他们常用缩写为“Inc.” ，也就是incorporated的缩写。
设计师在适当的时候需要提高自己的这方面知识，不能光埋头苦干。也许看过这篇文章的设计师和用户将不再犯该类问题。希望大家共勉。
一、什么是LOGO
翻开字典，我们可以找到这样的解释：“ log n.标识语 ”。在电脑领域而言，LOGO是标志、徽标的意思。而本站主要所收集的LOGO，是互联网上各个网站用来与其它网站链接的图形标志。
计算平面机构自由度的注意事项
计算平面机构自由度的注意事项1．复合铰链图1—lla表示构件1与构件2、3组成两个转动副。
当两个转动副的轴线间距离缩小到零时，两轴线重合，使得到图1—llb所示的复合铰链，其侧视图如图1—llc所示。
这是由三个构件组成妁包含两个转动副的复合铰链，由此可知，由K个构件组成的复合铰链，应当包含有K—1个转动副。
2．局部自由度在机构中如某构件的运动，并不影响整个机构的运动，这种与整个机构运动无关的自由度称为局部自由度。
在计算机构自由度时，局部自由度应除去不计。
如图1—12a所示凸轮机构，其自由度F=3n-2P L-P H=3x3-2x3-1=2，而实际上滚子绕其自身轴线的自由转动是局部自由度，应除去不计。
在计算时可以设想滚子与从动件焊成一体，如图1—12b所示其自由度则为F=3n-2P L-P H=3x2-2x2-1=1，即当凸轮1为原动件时，从动件的运动是确定的。
3．虚约束在运动副引入的约束中，有些约束对机构自由度的影响是重复的，这些在机构中与其它约束重复而不起限制运动作用的约束称虚约束，或称消极约束。
计算机构自由度时应除去不计。
虚约束是在特定的几何条件下出现的，平面机构中的虚约束常出现在下列场合。
1)两个构件之间组成多个导路平行的移动副，在计算机构自由度时，只能按一个移动副计算，其它为虚约束。
如图1—12a中构件2和机架4组成两个移动副，有一个是虚约束，应按图1—12b计算自由度。
A、B两处组成转动副，其中有一个转动副是虚约束。
应按一个转动副对待。
3)在机构中，如果两构件相连接，而该两构件上连接点的运动轨迹在连接前互相重合时(图1—14b所示)，则此连接引入的约束必为虚约束。
如图1—14a所示平行四边形机构中，连杆3作平移运动，其上各点的轨迹、均为圆心在AD线上而半径等于AB的圆弧。
该机构的自由度为F=3n-2P L-P H=3X3-2X4=1。
现若在该机构中加上构件5，与构件2、4相互平行且长度相等，如图1—14b 所示。
llc励磁电流计算公式
llc励磁电流计算公式概述在电力传输和变换系统中，经常需要计算l lc励磁电流。
本文将介绍l l c励磁电流计算的公式和相关注意事项。
励磁电流的定义励磁电流是指为了激励电力设备正常运行所需要的电流。
在ll c系统中，励磁电流对于保证设备的正常运行至关重要。
ll c励磁电流计算公式根据ll c系统的特性，励磁电流可以通过以下公式来计算：I_ex ci ta ti on=K*V*c os(φ)其中：-`I_ex ci ta ti on`表示励磁电流，单位为安培（A）-`K`表示系数，根据具体设备的参数而定-`V`表示电压，单位为伏特（V）-`φ`表示电压相位差，单位为弧度（ra d）公式解读上述公式中，励磁电流的计算结果取决于系数K、电压V和电压相位差φ的值。
下面对这些参数进行逐一解读：系数K系数K是根据具体设备的参数而定的，不同的设备具有不同的系数值。
系数K的大小受到励磁系统结构、磁路参数和设备特性等因素的影响。
电压V电压V表示供给l lc系统的电压大小，它是励磁电流计算的重要参数之一。
通常，电压V是由电力系统的输电线路提供的。
电压相位差φ电压相位差φ是指励磁电流与电压之间的相角差异。
它的取值范围为0到π，其中0表示电流和电压处于完全同相，π/2表示电流和电压相位差90度。
注意事项在使用l lc励磁电流计算公式时，需要注意以下几点：1.系数K的确定应根据具体设备的参数进行选择，不同设备具有不同的系数值。
2.电压V的值应准确地输入，以保证计算结果的准确性。
3.电压相位差φ的取值应符合实际情况，应注意电流和电压的相位差异。
结论本文介绍了l lc励磁电流计算公式，通过该公式可以计算出l lc系统的励磁电流。
在实际应用中，需要根据具体设备的参数确定系数K，并准确输入电压V和电压相位差φ的值。
励磁电流的准确计算对于保证l lc 系统的正常运行至关重要。
希望本文对您理解ll c励磁电流计算公式有所帮助！。
高频LLC谐振变压器设计要素及注意事项
高频LLC谐振变压器设计要素及注意事项LLC谐振变压器是一种高效的电力转换器，常用于直流至交流的功率逆变器和电源管理应用中。
下面将介绍LLC谐振变压器的设计要素及注意事项。
一、设计要素：1.谐振电感（Lr）的选择：LLC谐振变压器的谐振电感决定了系统的谐振频率，它应根据输入电压和输出电流来选择。
一般情况下，谐振电感的值较大，可以减小开关器件的损耗和滤波电容的大小。
2.能量存储元件（C1,C2）的选择：LLC谐振变压器中的能量存储元件一般包括电容和电感两个部分。
电容的选择应根据输入电压和输出电流来确定，以保证系统在谐振频率下的能量传递效率；而电感的选择则需要根据电感器件的参数和工作环境来确定，以保证电感工作在正常范围内。
3.谐振电容（Cr）的选择：谐振电容是用来实现LC谐振的，其参数与输入电压、输出功率和谐振频率有关。
选择合适的谐振电容可以提高系统的转换效率和输出质量。
4.开关器件的选择：LLC谐振变压器中的开关器件主要包括开关管和开关二极管。
开关管应选择具有低导通压降、低开关损耗和高导通电流的器件；而开关二极管则应选择具有低反向恢复电流、短恢复时间和高效率的器件。
5.保护电路的设计：在LLC谐振变压器的设计中，应考虑系统的过流保护、过压保护、过温保护和短路保护等功能。
这些保护电路可以保证变压器在异常情况下能够安全工作，提高系统的可靠性和稳定性。
二、注意事项：1.避免谐振频率与其他系统频率相互干扰：LLC谐振变压器的工作频率应选择与其他系统频率相差较大的数值，避免相互干扰。
同时，在设计中应注意各个电路元件之间的电磁兼容性和电热效应，以避免噪声和热量对系统的影响。
2.充分考虑系统的稳定性：在LLC谐振变压器的设计中，应充分考虑系统的稳定性，尤其是在高转换率和大负载情况下。
设计时，需结合各个电路元件的参数和工作环境，采取合适的控制方法和补偿措施，以确保系统的稳定性和可靠性。
3.选择合适的电路拓扑结构：在LLC谐振变压器的设计中，根据具体的工作要求和设计目标，选择合适的电路拓扑结构，如全桥、反激、半桥等，以满足不同的功率转换需求。
阻旋开关
阻旋物位开关 KA/KAX 系列 安装与使用手册安装之前的准备工作选择安装位置：（请对照图1）1.物料流动-当选择阻旋开关的安装位置时，请避开进料和出料的直接流动的方向，这样可以避免由于流动的压力而导致的阻旋开关的机械损坏。
这一点在测量的物料密度很大，成快状时尤其重要。
桨叶部分必须处于进料流动过程可以接触和覆盖的位置。
2.振动的影响-安装在振动最小的位置。
远离振动源可以使设备使用寿命更长。
3.防护加固-当使用延长杆和延长护套并且在顶部安装应用时，请选择一个位置与侧壁进行加固。
请看下文中的机械安装部分。
保护隔板：（看图2）当在低位限位操作时，如果所测的物料的密度大于1050kg/m3，我们建议您安装保护隔板。
隔板可以使用很多种材料，比如角铁，焊接板和横截管。
这个结构可以保护阻旋开关不会被物料的重量所压坏。
隔板应该焊接到箱体侧壁并且不能伸进箱体超过152mm。
同时，还要注意隔板的最下端应该距离桨叶超过152mm。
准备工作：（看图3）1.安装盘附件（如果使用）-当使用安装盘作为安装孔模板后，（看本手册的机械安装部分）。
在把开关安装到容器上前要先把安装盘安到阻旋开关上。
这样做的好处体现在使用非插入式桨叶时。
安装盘安装到阻旋开关上需要不断调整直到紧密接合。
2.柔性连接附件（如果使用）-移开开关和柔性连接件的锁紧栓。
把两者拧好，并且使锁紧孔对正，然后用锁紧栓固定。
3.延长附件（如果使用）-移开开关和连接件的锁紧栓。
把两者拧好，并且使锁紧孔对正，然后用锁紧栓固定。
刚性延长杆带延长保护套最长可以到457mm。
4.延长保护套附件（如果使用）-如果应用中使用带有全联结的安装盘, 在轴延长杆上滑动1-1/4”管然后固定到安装盘联结上。
轴延长杆应该比护套长出大约102mm。
当使用安装盘时，护套必须与桨叶通过1-1/4”全联结连接，在有些时候可能要在阻旋开关安装到容器上后附上。
5.桨叶附件（如果使用）-如果选择插入式或使用安装盘，桨叶就需要被附上。
LLC-资料
LLC-SRC CONVERTOR摘要LLC-SRC是一种三元素串联谐振式变直流对直流变换器.其区别于传统的PWM的主要特征在于:主开关工作在零电压（ZVS）的条件下开通，整流管工作在零电流的条件下关断(ZCS)，并且在宽输入范围的状况下,其转换效率可以优化在输入电压的高端.因此,LLC-SRC可以很好解决在宽输入电压范围的情况下,其转换效率随输入电压的增加而降低的缺点和在输出整流侧,二极管的反向恢复导致较大的电压尖峰,从而增加额外的功率损耗的问题.在本文中,对LLC串联谐振直流对直流变换器的工作原理进行全面的分析.并对在不同工作频率下的不同工作模式和工作波形都进行了详细的描述.本人实际设计了48V/26V,48V/+5.3V/-5.3V/12V两个变换器,用来对LLC串联谐振理论进行试验验证.文章最后也对在此实际的样机设计中遇到的问题和经验详细的列举出来,和大家共享.LLC-SRC串联谐振直流对直流变换器适应于高频,宽输入范围的应用.1.LLC串联谐振直流对直流变换器的介绍1.1传统的DC/DC变换器存在的问题像非对称半桥和移相全桥等传统的PWM DC/DC变换器,都受到窄的输入范围和低的转换效率的限制.这是由于这些变换器的输出是通过在开关周期固定不变的前提下调节脉冲宽度得以实现,要达到宽的输入范围的工作条件,则必须选择相应的占空比和其它关联参数来实现满负荷的输出.一般的情况下,随着占空比的减小,转换效率也随着变小.因此,对传统的变换器而言,转换效率会随着输入电压的增加而变小.但如果我们希望在宽输入电压的高端进行优化设计,那么这样的问题就变得很突出.另外是传统的DC/DC变换器的整流二极管的反向恢复问题.在绝大部分的PWM的拓扑结构中,当二极管两端的电流下降到零在到反向,其会具有很大的di/dt的值,反向恢复电流也会由于电路中的寄生电感和电容而振荡.其表现如图1.1所示,在二极管上产生很大的尖峰电压,这样不仅增加功率损耗而且也使得通过选择二极管的电压等级方图1.1普通PWM变换器中的方向恢复问题尤其对于输出电压较高的时候,它的电压等级越高,反向恢复电流和尖峰电压就越高,从而导致一些严重的问题.因此,实现输出整流二极管的零电流(ZCS)关断这一特性对DC/DC 变换器的设计就变得很具有吸引力.1.2 传统的谐振变换器的简要回顾谐振变换器可分为两种类型:串联谐振(SRC)和并联谐振（PRC ）.在半桥结构的拓扑中可表现如图1.2和图1.3.从图中便可看出,由电感L S 和电容C S 构成的谐振网络是为减少半导体开关管的开通、关断时的损耗而创造条件的.在串联谐振(SRC)中,负载和谐振网络是串联的,而在并联谐振（PRC ）中,负载和并联谐振电容C P 并联的.通常,当SRC 或PRC 变换器的开关频率小于其谐振频率时,开关在零电流条件下关断,这样可以消除关断损耗.相反,当开关频率大于其谐振频率时,开关在零电压条件下导通,这样可以消除导通损耗.图1.2 串联谐振基础架构（SRC ）图1.3 并联谐振基础架构（PRC ）对于这两类变换器来说，其输出电压的调节都采取变化开关频率控制即变频控制.但这也有其不利的一面: 串联谐振(SRC)对较宽范围负载输出电压的调节,需要相对较宽的频率变化范围.其次,在空载的情况下输出点不能调节.而对于并联谐振（PRC ）由于谐振网络和负载之间是并联关系,它在空载时输出电压仍可调节.然而,电路中的循环能量非常大,使得输出负载变小时变换效率减少很快.多元素谐振变换器可通过使用三或四个谐振元素从SRC 和PRC 结构中演变得到,并且在此谐振网络中通过选择合适的元素,便可获得具有SRC 和PRC 最好特性的变换器.图1.4是LCC 串并联谐振结构变换器的主电路图，其可看作是从增加了一个串联电容C S 的并联谐振变换器而演变得得到.相对于并联谐振（PRC ），其循环能量有所减少，所以，轻载时的效率得到提升同时也具有良好的调节特性.图1.4 LCC 串并联谐振结构的变换器1.3 LLC 串联谐振的简介LLC 串联谐振DC/DC 变换器（LLC-SRC ）架构如图1.5,其是由普通的串联谐振通过减少变压器的励磁电感演变而得到的三元素谐振的拓扑变换器. 励磁电感Lm 和串联谐振LC 网络合在一起称为LLC 谐振网络.图1.5 LLC 串联谐振结构正确选择了励磁电感和串联谐振LC 网络，LLC-SRC 可在相对较窄的频率变化范围内，负载从满载到轻载变化也具有良好的电压调节特性.另外，LLC-SRC 的原边开关管不论负载大小始终运行在ZVS 的条件下、副边整流二极管运行在ZCS 的条件下，故其变换效率较高.同时, 其变换效率在宽输入电压范围时可优化在高端.2. LLC串联谐振变换器分析2.1 LLC-SRC 基础架构半桥结构的LLC串联谐振变换器（LLC-SRC）如图2.1所示,该电路按功能可分为:方波发生器1、LLC谐振网络2、高频变压器3、整流电路4、输出滤波电路5.方波发生器由两个串联开关管(S1,S2)构成的半桥逆变器组成,开关门极驱动信号之间是互补反向的，且占空比都是0.5.输出电压的调节是通过改变开关管的开关频率来实现（变频控制）.LLC谐振网络2由串联谐振电容Cs, 串联谐振电感Ls和另一个并在变压器原边的谐振电感Lm三部分组成. 串联谐振电容Cs有两个功能:1)阻止方波发生器输出电压的直流分量流到变压器.2)与Ls、Lm组成谐振网络. 串联谐振电感Ls可外加也可通过变压器的漏电感来匹配.同样,并联电感Lm可以是变压器的励磁电感或外加电感.高频变压器3为变换器提供一定变比且隔离的输出电压.由二极管D1和D2组成具有中心抽头的整流电路4就是把谐振电流转换为单向的电流. 输出滤波5由电容Co构成，其作用是滤除高频纹波电流为负载提供纯净且恒定的V o.在普通的串联谐振变换器（SRC）中，Lm视为无限大，不参与谐振的，谐振网络是LC谐振.为了能为开关管创造ZVS条件，开关频率必须远大于LC 谐振频率.然而,LLC-SRC开关频率可小于LsCs 谐振频率但要高于Lm-LS-Cs的联谐频率，其中，Ls,Cs谐振频率定义为fs fs=1/(2π(L sCs)1/2) (2-1) Lm,Ls,Cs谐振频率定义为fm:fm=1/((2π(L s+Lm)Cs)1/2) (2-2) LLC-SRC不但可以像普通串联谐振变换器工作在f>fs频率段，而且也可工作在f≦fs频率段.其具体的运行模式和主要波形在接下来的篇幅进行分析.2.2 LLC-SRC的工作模式及主要波形（涉及的公式在第五部分有推导）2.2.1 工作在fm<f<fs 时参照图2-2的波形图，在一个工作周期内可分为六个阶段.每一阶段的等效电路如图2-3-M1~M6所示.在等效电路中,Co视为足够大，可视作电压值为V o的电压源.为了描述开关管的ZVS的条件，MOSFET管的本体二极管也在图中画出，但MOSFET管的输出结电容则被简化了,图中已忽略.M1:t0<t<t1.在t=t0时，S2关断谐振电流i r给S1的结电容放电，接着S1的本体二极管导通，S1的漏源极之间电压Vds下降至接近于零(把本体二极管视为理想状态).输入电压Vin参与到L-L-C谐振电路中.由于Lm两端电压被输出反射回来的电压钳位,因此实际参与谐振的元素只有Ls和Cs.M2: t1<t<t2. 在t=t1时，S1在零电压条件下导通，谐振电流ir 从负值不断变化到零接着反向向正向增加，并从S1的漏极流向源极，其波形按正弦波变化.Cs 两端的电压从波谷向波峰上升.励磁电流im 则从负的最大值线性增大到正的最大值.ir 与im 的差值通过变压器变换经整流二极管D1反馈到负载.由于开关周期比谐振周期大,在S1关断之前t=t2时ir 下降到ir=im.此时D1关断,M2过程结束.图2-3-M2: t1<t<t2M3: t2<t<t3.在t=t2,S1仍然在开通，D1已截止.此时谐振发生在Cs, Ls,Lm 之间.由于Lm »Ls ，谐振周期T m 就远远长于开关周期，im 和ir 可近似视为常量都等于Im. Ir 由于持续给Cs 充电，其上电压Vc 上升到最大Vc-max=nV o+IoT/(4nCs) T 为开关周期 (2-３)M4:t3<t<t4.在t=t3时，S1关断，ir给S2的结电容放电之后其本体二极管开通.Lm上电压由于被输出电压钳位，谐振发生在Ls,Cs 之间，ir按正弦波形下降，im-ir的差值通过整流二极管D2供给负载.图2-3-M4: t3<t<t4M5:t4<t<t5.在t=t4时,S2在零电压条件下开通.ir按正弦波形下降到零再反向增加.励磁电流im从正的最大值线性变化到负向最大值. Cs放电，储存的能量通过以ir与im的差值的形式供给负载.图2-3-M5: t4<t<t5M6:t5<t<t6.在t=t5时, im下降到ir=im.此时二极管D2关断，由于励磁电感Lm参与谐振，谐振电流维持为定值直到S2关断为止.当S2关断之后,下一个循环又开始了.在fm<f<fs,输出电压V o可用输入电压Vin，最大励磁电流Im 和开关周期T表达为：V o=1/2n*Vin+Im*(T-Ts)/4nCs(2-4)Ts为Ls与Cs的谐振频率，Ts=2π(Ls*Cs)1/2随着开关周期的增加，输出电压Vo随之变大.当T=Ts时，变换器运行频率就是谐振频率fs:V o=1/2n*Vin(2-5)现在，分析T=Ts，即f=fs的情况：具体波形如图2-4所示.可见M3的过程已消失,谐振电流的波形为纯正弦波,通过整流管D1和D2出来的电流(iD1+ iD2)波形是不间断的.工作电流的RMS值最小，因此其变换效率是最佳的.图2-4 f=fs 时LLC-SRC工作波形在fm<f<fs，开关管的ZVS条件的获得是由最大励磁电流Im来保证的，而Im＝nV oT/4Lm(2-6)可见，Im与负载电流和输入电压无关，所以，LLC-SRC的ZVS 范围比其它软开关拓扑的宽的多．同时，整流二极管在相应的开关管切断之前已按正弦波的规律先下降到零．整流二极管工作在ZCS的模式下，其反向恢复的问题可消除．根据等式(2-4),输出电压V o是随着开关周期T的增加而递增．如果LLC-SRC变换器设计在输入电压为高端时工作在谐振频率（f=fs）,那么，当输入电压变小时，便在较低的频率（T>Ts）值上运行，其输出电压就可通过控制运行频率得以控制．在T=Ts,由于谐振电流为近似正弦波同时输出电流为连续不间断的，它的导通损耗最小，因此，变换效率变可优化在高端．这是区别于普通PWM变换器的显著特征之一．2.2.1 工作在f＞fs 时参照图2-6的波形图，在一个工作周期内可分为六个阶段.每一阶段的等效电路如图2-6-M1~M6所示.在等效电路中,Co视为足够大，可视作电压值为V o的电压源.为了描述开关管的ZVS的条件，MOSFET管的本体二极管也在图中画出，但MOSFET管的输出结电容则被简化了,图中已忽略.M1:t0<t<t1.在t=t0时，S1和D1处于通态.励磁电感Lm的两端电压被输出电压钳位，励磁电流im从负向的峰值-Im线性上升.谐振电流ir从-Im按正弦波形上升，ir大于im，它们差值通过整流管D1输出到负载.图2-6 f>fs 时LLC-SRC工作波形M2:t1<t<t2.在t=t1时,S1关断，谐振电流给S2的结电容放电紧接着其体二极管开通.由于开关周期比谐振周期小，当S1关断时，谐振电流不能完成其半个周期，因此，谐振电流ir仍大于励磁电流im,它们之间差值持续通过D1输出，此时由于输出电压的反射作用，谐振电流ir被迫下降很快.M3:t2<t<t3.在t=t2时,S2 在零电压条件下开通.M4:t3<t<t4.在t=t3时, 谐振电流ir下降到Im,整流二极管D1截止.当ir下降到小于Im时,D2导通，电流通过它输出到负载.由于D2开通，励磁电感电压反向，励磁电流i m线性减小.谐振环路（Ls,Cs）利用Cs内存储的能量开始谐振，这样就进入了负半周期.如果驱动信号的死区（如图所示区间［t1,t2］），大于t1至t3的时间，则M3就会消失.只要S2在谐振电流下降到零之前开通，其ZVS 的条件就能实现，谐振电流也就不会给S2充电.M5:t4<t<t5.在t=t4时,S2关断,谐振电流给S1的结电容放电，S1的本体二极管也就开通.M6:t5<t<t6.在t=t5时,驱动信号加到S1，S1在零电压条件下导通.在t=t6时, 谐振电流ir等于励磁电流i m..这个过程结束.接下来又返回到M1开始了下一个周期.变换器输出电压V o:V o=Vin/2n-(IrTs/4πn)*(cosφ+cos(T/Ts＊π-φ)) (2-7) 其中: T为开关频率Ts为Ls,Cs的谐振频率Ir为谐振谐振电流的波幅，Ir＝(（πTIo/2Tsn）２＋Im2)1/2参数φ＝sin-1(Im/Ir)由于f>fs即T<Ts,等式(2-7)中cos(T/Tsπ-φ)将随着T的增加而减小,因此，Vo也是随着T的增加而变大.这种变化规律与在fm<f<fs 工作状态下相同.当f＝fs，即T=Ts,等式(2-7)可简化为：Vo=Vin/2n这个结果和在fm<f<fs作状态下推导的一样.iD1图2-6-M1:t0<t<t1图2-6-M2:t1<t<t2iD1图2-6-M3:t2<t<t3图2-6-M6:t5<t<t6总结：从以上的分析可看出：无论在哪种工作状态下（全范围负载），原边开关管零电压开通（ZVS）的条件都可实现，但是，对于付边输出整流二极管的零电流（ZCS）关断条件的实现则只有在fm<f≤fs才可得到，当f>fs则失去ZVS这一特性.另外，LLC-SRC变换器即使从满负载变化到空载也都具有很好的调节特性.在输出空载的条件下，当工作的开关频率上升到很大时，调节特性就会受到一定限制；在输出短路的情况下，当工作在谐振频率点（f＝fs）时，电路会出现一个尖峰电流（在允许范围内），因此，应当尽量避免出现输出短路的情况.3.LLC-SRC设计所需公式及设计程序3.1设计的注意事项和设计程序在第二章中，输出电压Vo和开关周期T之间的关系式是在满负载的情况下获得的：V o=1/2n*Vin+Im*(T-Ts)/4nCsIm＝nV oT/(4Lm)T=2π*(CsLs)1/2由上述可推导出：Vin/(2nVo)=1+(π2Ls/4Lm)*(1-fs/f) (3-1) 等式(3-1)适用范围是f≤fs.通过它可知在满负载时工作频率和输入或输出电压之间的关系是可确定的.在设计过程中，对于确定的输入和输出电压范围来说，Ls/Lm可根据设定的频率范围之而定.但，Ls/ Lm的值要适当的大以来确保在最小的开关频率下，即使工作在输入电压最低时的也能有最大输出.为了正确选择Ls的值，可从Ts=2π*(CsLs)1/2可得出；为了正确选择Cs的值，其上电压值如等式(2-3)是必须要考虑的，即：Vc-max=nV o+IoT/(4nCs) 其中Io是输出电流的最大值,T的值是运行的最大周期；最后，对开路时最大频率的设定可根据等式（3-1）估算出.根据V o=1/2n*Vin+Im*(T-Ts)/4nCs 当工作周期T等于谐振周期Ts时，V o=Vin/2n (3-2) 其中V o和Vin为正常的工作电压，在这种情况下，变换效率最佳. 原边电流的均方根值(RMS)可表述为：Ip,RMS=((πIo/n)2+(nVo/2Lmf)2)1/2*21/2/4 (3-3) 其中Io和Vo分别为输出电流，输出电压，Ip,RMS是流过开关管的电流，由此可确定开关管的电流等级.基于以上的等式，可以得出LLC-SRC的设计程序：⑴根据V o=Vin/2n,确定变压器的匝比.用实际的输入与输出电压来确定，让在此条件下的工作频率fo等于Cs、Ls的谐振频率fs.这样可使变换器的效率得到优化.⑵根据Vcs-max=nV o+IoT/(4nCs)来选择Cs.如果Cs太大，Ls、Lm 就会很小，励磁电流Im就变大，损耗会增加；Cs越小，Vcs就越大，对于高电压如400v输入的DC/DC变换器,由于受到电容电压等级的限制Vcs的值就不能过大，同时Im会太小,开关管可能会失去零电压的条件.总之，Vc-max一般不应超过Vin-nor，选择0.7~0.9* Vin-nor.⑶根据fs=1/(2π(CsLs))1/2来选择谐振电感Ls，如为了达到在额定负载时运行频率等于设定的工作频率即f=fo(最佳点)，那么，Ls 的取值要尽量的精确.⑷根据等式（3-1）：Vin/(2nVo)=1+(π2Ls/4Lm)*(1-fs/f)来选择励磁电感Lm，输入电压和输出电压的变化范围越宽，则Lm的值就应越小.总体来说，最低频率一般为：0.5~0.7*fs.如果计算出的Lm 值太小不能成立，那么，就应减小最小频率值使Lm变大一些.⑸可依据等式（3-1），估算出最大频率值.⑹选择半导体器件：开关管的电压压力是输入电压值，其电流应力可根据(3-3)来估算.输出整流管的电压压力为两倍输出电压值，其电流压力就是输出电流值.3.2实际设计案例（简介）以输入电压为48v,26v±4%(28v)/6.5A(输出两种电压可切换输出)为例：Vin=38.5v~58vVin-nor=53vVo=26vIo=6.5Afo=120khzfmin=70khz①变压器的匝比n据 n=Vin-nor/(2Vo-nor) 其中Vin-nor=53v, Vo-nor=26v 故n=53/(2*26)≌1.1②谐振电容Cs据 Cs=Io/(4nfmin(Vc_max-nVo_nor))电容上的最大电压取45v,所以，只要取耐压为60v等级的电容由于，Vc_max=45v, fmin=70k, Io=6.5A,n=1.1, Vo_nor=26v 因此，Cs=1.2uF③谐振电感Ls据fs=1/(2π(CsLs))1/2其中， fo=120khz，Cs=1.2Uf因此，Ls=1.4uH④变压器的励磁电感Lm据Vin_min/(2nVo_max)=1+(π2Ls/4Lm)*(1-fo/fmin)其中，fo=120khz，fmin=70khz，Vin_min=38v, Vo_max=28v,Ls=1.4uH 所以，Lm=6.4uHLLC谐振变换的所有的参数都已确定：n=1.1, Cs=1.2uF, Ls=1.4uH, Lm=6.4uH⑤最高频率fmax据Vin_max/(2nVo_min)=1+(π2Ls/4Lm)*(1-fs/f)其中，fo=120khz，Vin_max=58.5v, Vo_min=24.96v, Ls=1.4uH，Lm=6.4uH，因此：fmax=139khz（为了便于Vin-max,Io-min时的电压调节，fmax值可加大一点，设为150khz）⑥选择半导体器件:据Ip,RMS=((πIo/n)2+(nVo/2Lmf)2)1/2*21/2/4，其中 fo=120khz，Io=6.5A,n=1.1, Vo=26v，Lm=6.4uH所以，Ip,RMS=6.6A开关管的电压压力是58V,故用两片100V/37AMOSFET（IRF3710，R=25mohm）.输出整流管的电压压力为56V,平均电流为 6.5A,因此，选择100V/40A 40CPQ100(Vf=0.61v)为其整流管.总结：为了使低于额定负载如半载左右（一般这时工作效率大于fs设定的频率）的情况下，变换器也具有ZCS，可以把计算出的Cs值减小一点（相对而言就是使实际谐振的fs变大）.但在额定点时，fo就不再等于fs,而是小于实际的谐振频率.在上例中，实际电路取Cs值为0.22*5Uf,其它参数不变.由于最大谐振电流的值Ir=((лIo/2n)2+Im2))1/2=13.7A较大，要注意谐振电感L会不会瞬间饱和，电感要选择μ值较低的磁心.4.试验验证4.1.1实际设计案例1仍以输入电压为48v,26v±4%(28v)/6.5A(输出两种电压可切换输出)为例，主电路如图4-1.具体参数如下：低频限制：70kHzS1&S2 :IRF3710(100V,25mohm)D1&D2:1/2*40CPQ100(100V,40A)谐振电容Cs: 0.22*5Uf谐振电感Ls: 1.4uH ,其中变压器自身的漏感Lst=0.4uH,外加电感Ls=1.0uH励磁电感Lm : 6.4uH 有变压器自身提供变压器变比n: 1.1:1变压器磁心：EER35/42/11原边线圈：8T,0.1*100*2Litz wire付边线圈：7T,0.1*100*2Litz wire磁心的气隙：0.95mm调整使Lm=6.4uH图4-1 主电路图参考主电路图：Ls是外加电感，连到开关桥上的1uf电容用来消除寄生电感，并联在MOSFET的2200P的电容，作用是消除其关断时的损耗（可实现零电压关断）.图4-2,是控制电路图. ic CD4046用来执行压控振荡器（VCO）的功能，触发器CD4013用来产生互补的两组驱动信号，驱动信号通过RC延时网络来设定死区，再经过TC4422来进行功率放大，后给驱动变压器进行原、付边(同名端相反)隔离，最后输出相位相反的信号分别驱动开关管S1和S2.备注：ic CD4046的振荡频率与如下元素的关系：Pin6与Pin7之间的电容c、Pin11脚接地电阻、Pin12脚接地电阻.电容值用来设定最小频率值（电容值大，则最小频率值小），Pin12脚接地电阻一般较大，可设为定值为60kohm，Pin11脚接地电阻用来设定最大频率值（值越小，则最大频率值变大）.驱动变压器的输入端的电容,用来阻止DC的直流分量进入，防止其饱和.图4-2 控制电路框图（(具体可参考附录图纸1)4.1.2实测波形图4-3，图4-4，图4-5分别显示输入电压在38.5V,53V,58V满负载输出的运行波形. 图4-6输入电压在38.5V，半载时的波形.第一组波形为开关管的驱动信号，第二组为开关管的漏源极之间的电压波形，第.三组是原边的谐振电流波形，第四组是输出整流管两端电压波形图4-3 LLC-SRC在Vin=38.5v,V o=26v,Io=6.5A(满载)由于设计时人为地把谐振频率点变大的缘故，使LLC-SRC在图4-4 Vin=53v,V o=26v,Io=6.5A(满载)状态时，其谐振电流出现台阶（Ls,Cs,Lm谐振的结果），实现了整流管的零电流关断.从图可看出，整流管的电压在其动作时无尖峰，从而二极管的电压等级可选低一些.原边开关管的零电压的条件，在其励磁电流的作用下也得以实现. 4.1.3实测效率图4-7 显示变换器在不同的输入电压，不同输出负载的条件的效率曲线.由于开关管始终运行在零电压的条件下，开关损耗就很小.如果整流管在零电流的条件下运行，那变换器整体损耗绝大部分都来自损耗导通损耗.因此，通常越高的输入电压，（由于原变的电流会减小，此时导通损耗小）其效率就会越高.LLC-SRC在不同的输入电压下可通过调整变压器的变比，实现变换器的优化设计.4.2实际设计案例24.2.1参数的设定以输入电压为48v,三路输出：+5.3v/3.5A、-5.3v/0.3A、+12v/0.5A为了利于计算,把三路折算为一路Uo=5.3v：Io=(5.3*3.5+5.3*0.3+12*0.5)/5.3A=5A即等效为：以输入电压为48v，输出为5.3V/5A的电路主要参数：Vin=38v~58.5vVin-nor=53vVo=6v,考虑整流二极管的压降0.7V，故取6VIo=5Afo=120khzfmin=80khz①变压器的匝比n据 n=Vin-nor/(2Vo-nor) 其中Vin-nor=53v, Vo-nor=6v故n=53/(2*6)≌4.5②谐振电容Cs据 Cs=Io/(4nfmin(Vc_max-nVo_nor))电容上的最大电压取40v,所以，只要取耐压为60v等级的电容由于，Vc_max=40v, fmin=80k, Io=5A,n=4.5, Vo_nor=6v因此，Cs=0.26uF③谐振电感Ls据fs=1/(2π(CsLs))1/2其中， fo=120khz，Cs=0.26Uf因此，Ls=6.7uH④变压器的励磁电感Lm据Vin_min/(2nVo_max)=1+(π2Ls/4Lm)*(1-fo/fmin)其中，fo=120khz，fmin=80khz，Vin_min=38v, Vo_max=28v,Ls=6.7uH 所以，Lm=30uHLLC谐振变换的所有的参数都已确定：n=4.5, Cs=0.26uF, Ls=6.7uH, Lm=30uH⑤最高频率fmax据Vin_max/(2nVo_min)=1+(π2Ls/4Lm)*(1-fs/f)其中，fo=120khz，Vin_max=58.5v, Vo_min=6v, Ls=6.7uH，Lm=30uH 因此，fmax=154khz⑥选择半导体器件:从Ip,RMS=((πIo/n)2+(nVo/2Lmf)2)1/2*21/2/4，其中 fo=120khz，Io=5A,n=4.5, Vo=6v，Lm=30uH所以，Ip,RMS=1.2A开关管的电压压力是58V,故用两片100V/37AMOSFET（IRF3710，R=25mohm）.1）对+5.3v输出整流管的电压压力为11V,平均电流为3.5A,因此，选择25V/20A STPS20L25(Vf=0.5v)为其整流管.2）对-5.3v输出由于输出接LM7905 稳压管，因此，变压器需输出电压（加匝数来实现）在8V电压.整流管的电压压力为16V,平均电流为0.3A,因此，也选择25V/20A25V/20ASTPS20L25(Vf=0.5v)为其整流管.3）对+12v输出整流管的电压压力为24V,平均电流为0.5A,因此，选择45V/20A B2045(Vf=0.6v)为其整流管（如果要求该路的电压精度较高，可加稳压管来调整）.总结：为了使低于额定负载如半载左右（这时工作效率大于f设定的频率）的情况下，变换器也具有ZCS，可以把计算出的Cs值减小一点（相对而言就是使fs变大）实际取0.22uF.通过实际试验又对励磁电感Lm的值进行了修正，为了减小励磁电流Im(在确保实现开关管ZVS的条件，即可通过Vgs,Vds的波形观察在接近轻载时是否实现零电压开通)进而降低变压器的空载损耗，提高变换器的效率，故把Lm加大为38uH.最大频率fmax可适当的大一些，以来调节在Vin-max，输出轻载时的Vo值.变换器主电路的最终参数：低频限制：80kHz 高频:170kHzS1&S2 :IRF3710(100V ,25mohm)D1: STPS20L25（25V/20A ） D2: B2045（45V/20A ） D3: STPS20L25（25V/20A ）谐振电容Cs: 0.22Uf谐振电感Ls: 6.7uH ,其中变压器自身的漏感Lst=0.5uH,外加电感Ls’=6.2uH励磁电感Lm : 38uH变压器变比n: 4.5:1变压器磁心：EER28 TP4原边线圈： 14T,φ0.4*2 2UEWR付边线圈1：(+5.3V/3.5A):3T,φ3T,φ0.1*100 USTC 付边线圈2:(+12V/0.5A):6T,φ 6T,φ0.4 2UEWR付边线圈3:(- 5.3V /0.3A):4T,φ0.4 2UEWR磁心的气隙： 0.44mm 调整使Lm=38uH主架构类同与案例1，具体电路可参考附录图纸2.4.2.2 实测波形图4-8，图4-9，图4-10分别显示输入电压在38.5V ,53V ,58V 满负载输出的运行波形.第一组波形为开关管的驱动信号，第二组为开关管的漏源极之间的电压波形，第三组是原边的谐振电流波形，第四组是输出整流管两端电压波形.图4-9输入电压在53V ，满载时的波形.第一组波形为开关管的驱动信号，第二组为开关管的漏源极之间的电压波形，第三组是原边的谐振电流波形，第四组是输出+5.3v 整流管两端电压波形.从其谐振电流的波形知，工作频率接近Cs,Ls 的谐振频率fs, 谐振电流呈现为正弦波，此时效率得到最佳值. 图4-9输入电压在40V ，满载时的波形，此时工作频率低于设定的谐振频率，谐振电流的波形出现明显的平台，其输出整流关实现零电流关断的条件. 图4-10输入电压在60V ，满载时的波形，此时工作频率高于设定的谐振频率，谐振电流的波形已呈现为三角波，输出整流关失去零电流关断的条件.4.2.3案例二的输出及其效率图4-10 输出记录及效率注：对于多路输出的变换器来说，由于反馈回路只有一路，这样其它路输出的电压的稳定程度会受到负载变化的影响，如波动超出允许范围，一般就要加调整管（稳压管）.本例子中的-5.3v/0.3A就是加了7905来实现其精度；+12v/0.5A的输出未加调整管，当在主电路负载变化时就出现其电压波动范围过大，实验时可以在其输出绕组加一匝线圈（提高其输出电压值），再加7812来调整即可满足要求.通过实验发现：由于LLC-SRC的串联谐振型的拓扑电路属于电流型，各路负载变化时彼此电压影响较大，故不太适合多路输出的情况.5 相关公式的推导为了得到输出电压与工作频率的关系，LLC-SRC可简化如图5-1.忽略开关的动作过程.V AB是幅值为Vin,占空比为0.5的方波电源.。
LLC谐振半桥的主电路设计指导
LLC 谐振半桥的主电路设计指导近年来，LLC 谐振半桥因为成本低、效率高而且结构简单，获得了电源工程师的广泛认可，从而迅速在中低功率（100W-2000W ）范围内得到了广泛应用。
关于LLC 谐振半桥的理论分析，各类论文已经介绍的比较详细，因此在这里不再赘述，仅仅把主电路参数的设计过程，以及设计中用到的主要公式分列如下。
一、所需的初始设计条件LLC 变换器仅适用于输入电压波动范围比较窄的高压直流输入场合，因此前级一般有PFC 级，且LLC 电路不适合用于需要长保持时间的场合。
设计时，所需的初始限定条件主要是：1、 输入额定直流电压e in V -、最低工作直流电压m in -in V 、最高直流输入电压max -in V ；2、 额定输出电压o V 、额定输出电流o I ；3、 预期的谐振频率r f ；4、 输出线路压降（含二极管压降、PCB 走线以及电缆压降）d V ；5、 K 值（K 值的大小将影响到工作频率范围，并对效率略有影响。
一般取4-7之间）；6、 变压器磁芯截面积e A 与工作磁感应强度m ax B ，变压器原边匝数P N ，副边匝数S N ;二、设计计算过程1、 计算变比一般来说，为了使电源达到比较高的变换效率，我们会把满载工作点设置在谐振频率位置，或略有轻微调整。
根据LLC 变换器的原理，在谐振频率处，电源的传输比=1。
因此，d o P S e in V V N N V +=-，据此计算出do e in S P V V V N N n +==- 2、 计算额定负载电阻R ，以及折射到原边的负载电阻p Roo I V R =，228πR n R p = 3、 计算最高输入电压m ax G 和最低输入电压时的增益min Gmax min /)(2-+=in d o V V V n G ， min max /)(2-+=in d o V V V n G4、 计算临界Q 值，一般在计算值的基础上取0.90~0.95倍的裕量，以保证不进入ZCS 区。
LLC谐振半桥的主电路设计指导
低电磁干扰
LLC谐振半桥采用软开关技术， 有效减少开关噪声， 降低电磁 干扰。
选择LLC谐振半桥的优势
高效率
LLC谐振半桥的工作原理使它能够 在较宽的负载范围内保持高效率 ，尤其是在轻载条件下。
高功率密度
由于谐振特性，LLC谐振半桥的开 关损耗较低，这使得它能够实现 更高的功率密度。
良好的电磁兼容性
3 响应时间
过流保护电路的响应时间应足 够快，以确保在电流超过安全 限值之前及时切断电源。
4 恢复机制
过流保护电路应具备恢复机制 ，在故障排除后可以恢复正常 工作。
温度保护电路设计
Байду номын сангаас
温度传感器选型
温度传感器应具有良好的精度， 能够在较宽的温度范围内准确地 检测到温度变化。
阈值设置
设定合适的温度阈值，避免过高 的保护温度导致系统误触发，同 时又要保证系统在过热时能及时 保护。
电压反馈
电压反馈电路监测输出电压，调整PWM占 空比以维持设定电压。
电流反馈
电流反馈电路监测输出电流，限制电流过 载，保护系统安全。
混合反馈
结合电压和电流反馈，实现更精确的控制 ，提高系统稳定性。
软启动电路设计
缓启动
防止启动电流过大，保护开关管和电源。
电流控制
逐渐增加输出电压和电流，避免冲击。
稳定性
保护措施
当温度超过阈值时，保护电路应及时切断电源或采取其他措施，防止设备 过热损坏。
电路拓扑综合考虑
LLC 谐振半桥电路拓扑设计需要综合考虑多个因素，包括输入电压范围、输出 功率、工作频率、效率、成本等。选择合适的拓扑结构可以有效提高电路的性 能。
例如，对于高功率应用，可以采用并联谐振拓扑，以降低开关管的电流应力， 提高效率。对于低成本应用，可以选择串联谐振拓扑，结构简单，成本低廉。 还需要考虑电路的稳定性，避免出现谐振频率偏移或振荡。
双向对称半桥llc 短路电流
双向对称半桥llc 短路电流【实用版】目录1.引言2.双向车道闸的定义和作用3.双向车道闸的最窄尺寸标准4.实际应用中的注意事项5.结论正文【引言】在现代城市交通中，车道闸已经成为了保证交通秩序和安全的重要设备。
其中，双向车道闸是一种常见的交通设施，它可以实现对车道的控制和车辆行驶方向的调整。
然而，在实际应用中，车道闸的尺寸对于其正常运行和使用效果具有重要影响。
那么，双向车道闸的最窄尺寸是多少呢？本文将对此进行探讨。
【双向车道闸的定义和作用】双向车道闸，顾名思义，是一种可以实现双向通行的车道控制设备。
通过控制车道的通行方向，它可以有效地调整车流的分布，缓解交通拥堵，保证道路交通的安全和畅通。
在城市道路、停车场、小区等地方都有广泛的应用。
【双向车道闸的最窄尺寸标准】根据我国相关标准规定，双向车道闸的最窄尺寸应满足以下要求：1.车道宽度：应根据实际交通需求和车辆类型进行设计，一般情况下，最小车道宽度不应小于 3 米。
2.闸杆长度：双向车道闸的闸杆长度应满足车辆通行的需要，最小长度应为3.5 米。
3.闸杆升起高度：根据车辆类型和通行要求，双向车道闸的闸杆升起高度应在 1.2 米至 1.5 米之间。
【实际应用中的注意事项】在实际应用中，为了保证双向车道闸的正常运行和使用效果，需要注意以下几点：1.确保车道宽度和长度满足标准要求，避免过窄或过短导致车辆无法正常通行。
2.根据实际交通需求和车辆类型，合理设置闸杆的长度和升起高度。
3.定期对车道闸进行维护和保养，确保设备运行稳定可靠。
4.在使用过程中，应遵守相关交通规则，避免对车道闸进行损坏。
【结论】总之，双向车道闸的最窄尺寸应满足相关标准要求，以保证其在实际应用中的正常运行和使用效果。
llc mos管电容反向充电
llc mos管电容反向充电
1、电容反向充电的定义：电容反向充电是指将电容器上的电荷倒置，使其电压输出为负值的充电过程。
2、电容反向充电的原理：通过电容器两端加电源电压，使得其电荷从正向极板移动到负向极板，从而使电容器的电压反向。
3、电容反向充电的应用领域：
a)电子设备的电源供给：在某些电子设备中，利用电容反向充电可以实现负电源输出，满足特定电路的需求。
b)模拟电路设计：在某些模拟电路设计中，利用电容反向充电可以实现信号的延迟和逻辑运算。
c)传感器技术：在某些传感器技术中，利用电容反向充电可以实现信号放大和处理。
4、电容反向充电的实现方法：常用的实现电容反向充电的方法包括电容器的极性反向连接、利用开关控制电容器的充放电过程等。
5、电容反向充电的注意事项：
a)电压和电流限制：在进行电容反向充电时，需要注意设置电压和电流的限制，以避免电容损坏或其它设备受到损害。
b)温度控制：电容器在高温环境下可能存在泄漏电流增加等问题，因此需要通过温度控制保证电容反向充电的稳定性和可靠性。
c)充电时间控制：根据实际需求，需要合理控制电容反向充电的时间，以避免过度充电或过长时间充电导致的问题。
以上是《LLCMOS管电容反向充电》的相关内容，希望对您有所帮助。
llc同步整流控制方案
llc同步整流控制方案LLC同步整流控制方案是一种常见的电力电子技术应用方案，用于实现高效、可靠的直流电源供电。
本文将介绍LLC同步整流控制方案的原理和应用，以及其优势和注意事项。
LLC同步整流控制方案是一种用于直流电源供电的电力电子技术方案。
它通过LLC谐振电路和同步整流器的组合，实现对输入交流电的整流和滤波，输出稳定的直流电。
LLC谐振电路是一种能够实现高效能转换的谐振电路，它通过谐振电感、谐振电容和谐振电阻的组合，实现对输入电源电压和电流的调节和控制。
同步整流器则是一种能够根据输入电压和输出电流的变化，自动调整开关管的导通和关断时间，以实现高效的电能转换。
LLC同步整流控制方案的原理是基于LLC谐振电路的工作原理和同步整流器的工作原理。
LLC谐振电路通过谐振电感和谐振电容的交流谐振，将输入电源的交流电转换为谐振电路的谐振电流。
然后，同步整流器根据输出电压的反馈信号和输入电流的控制信号，调整开关管的导通和关断时间，使得输出电流和输入电流同步，并将输入电源的交流电转换为输出电压稳定的直流电。
LLC同步整流控制方案具有许多优势。
首先，它能够实现高效的电能转换，提高整个供电系统的能量利用率。
其次，LLC谐振电路能够实现零电压开关和零电流开关，减小开关管的开关损耗和开关噪声。
再次，同步整流器能够根据输入电压和输出电流的变化自动调整开关管的导通和关断时间，实现动态的电能转换。
此外，LLC同步整流控制方案还具有输出电压稳定、响应速度快、抗干扰能力强等特点。
然而，LLC同步整流控制方案也有一些注意事项。
首先，由于LLC 谐振电路中涉及到多个元件的耦合和参数的选择，因此在设计和调试过程中需要仔细考虑这些因素。
其次，同步整流器需要根据输入电压和输出电流的变化动态调整开关管的导通和关断时间，因此需要合理选择控制算法和参数。
此外，LLC同步整流控制方案还需要考虑电磁兼容性和故障保护等方面的问题，以确保整个供电系统的稳定性和可靠性。
llc副边结构
llc副边结构LLC副边结构是指在有限责任公司（Limited Liability Company）中，成员之间可以设立一种特殊的合同关系，即副边协议。
副边协议是成员之间自愿设立的一种合同，用于规定成员之间的权利和义务，以及公司管理和经营的相关事项。
本文将就LLC副边结构的背景、作用、内容和注意事项进行详细介绍。
一、背景有限责任公司是一种相对灵活的企业组织形式，它结合了公司和合伙制的优点，成为美国和其他一些国家中最受欢迎的企业类型之一。
在有限责任公司中，成员可以根据自己的需求和利益，通过副边协议来进一步规定公司的管理和运作。
二、作用1.明确权利和义务：副边协议可以明确每个成员在公司中的权利和义务，例如投资份额、利润分配、决策权等，以避免产生纠纷和不必要的冲突。
2.规范公司管理：副边协议可以规定公司的管理机构、决策程序和权力范围，确保公司的顺利运作和有效管理。
3.约束股东行为：副边协议可以约束成员的行为，防止他们从事与公司利益相冲突的活动，维护公司的利益和声誉。
4.约束股权转让：副边协议可以规定成员转让股权的条件和限制，以控制公司股权的流动，避免股权分散和不稳定。
5.解决纠纷和退出机制：副边协议可以制定纠纷解决和成员退出的机制，保障成员的利益和权益。
三、内容副边协议的具体内容可以根据公司的实际情况和成员的需求而定，但一般包括以下几个方面：1.公司治理：包括董事会的组成和职权、股东会的召开和决策程序、公司章程的修改等。
2.权益和利润分配：包括成员的投资份额、利润分配比例、优先分配权等。
3.决策和授权：包括重大事项的决策程序、投票权的行使方式、授权事项的范围等。
4.股权转让和受让：包括成员的股权转让条件、受让人的资格、优先购买权等。
5.纠纷解决和退出机制：包括纠纷解决的程序和方式、成员退出的条件和程序等。
四、注意事项在制定和签订副边协议时，需要注意以下几点：1.合法合规：副边协议必须符合公司法和相关法律法规的规定，不能违反强制性法律规定。
llc软开关的临界条件
llc软开关的临界条件LLC软开关在使用时需要注意电源电压的稳定性。
电源电压的波动可能会导致软开关的故障或损坏，因此需要确保电源电压在规定的范围内稳定运行。
此外，LLC软开关在连接电路时，需要确保电源极性的正确连接，避免极性相反而引起的故障问题。
LLC软开关在工作时需要注意电流的大小和负载的匹配。
电流过大或负载过重可能会导致软开关的过载，甚至引起火灾等安全隐患。
因此，在使用LLC软开关时，需要根据实际情况选择合适的电流和负载，确保其在安全范围内工作。
LLC软开关在工作环境中的温度和湿度也是需要关注的临界条件。
过高的温度和湿度可能会导致软开关的故障或损坏，因此需要确保软开关所处的环境温度和湿度在规定的范围内。
同时，还需要注意防潮、防尘等措施，以保护软开关的正常运行。
LLC软开关的安装和维护也是需要注意的临界条件。
安装时需要按照相关规定进行，确保软开关的固定牢固、接线正确。
维护时需要定期检查软开关的工作状态、清洁软开关的表面等，以保证软开关的正常运行和延长其使用寿命。
LLC软开关的使用者需要具备一定的专业知识和操作技能。
在使用LLC软开关时，需要了解软开关的工作原理、使用方法和注意事项，以避免误操作导致的故障或安全问题。
如果对LLC软开关不熟悉，建议请专业人士进行安装和维护。
LLC软开关的临界条件是保证其正常运行和安全性的重要因素。
通过注意电源电压的稳定性、电流和负载的匹配、工作环境的温湿度、安装和维护的规范以及使用者的专业知识和操作技能，可以确保LLC软开关的可靠性和安全性。
在使用LLC软开关时，请务必谨慎操作，以避免意外情况的发生。
有限责任公司设立协议
有限责任公司设立协议一、引言有限责任公司（Limited Liability Company，简称LLC）是一种常见的商业组织形式，具有灵活性和法律保护的特点。
在成立有限责任公司之前，股东之间需要达成一份设立协议，明确各方的权益和责任。
本文将探讨有限责任公司设立协议的重要性、内容和注意事项。
二、有限责任公司设立协议的重要性1.明确股东权益和责任：有限责任公司设立协议是股东之间的契约，用于明确各方的权益和责任。
通过协议，股东可以就公司的管理、利润分配、决策权等事项达成一致，避免未来纠纷和争议。
2.保护股东利益：设立协议可以保护股东的利益，确保其在公司中的权益得到充分保障。
协议可以规定股东的投资额、分配利润的比例、决策权的行使方式等，确保每位股东都能获得公平和合理的回报。
3.防范风险和未来变动：设立协议可以预见并规避未来可能出现的风险和变动。
例如，协议可以明确股东退出公司的条件和方式，以及公司解散的程序和条款，为未来可能出现的情况提供明确的解决方案。
三、有限责任公司设立协议的内容1.公司基本信息：协议应包括公司的名称、注册地址、经营范围等基本信息，确保各方对公司的认知一致。
2.股东权益和责任：协议应明确股东的权益和责任，包括投资额、利润分配比例、决策权行使方式等。
同时，协议还可以规定股东的退出条件和方式，以及公司解散的程序和条款。
3.公司管理和决策：协议应明确公司的管理结构和决策方式。
例如，可以规定董事会的组成和职权，以及股东会的召开和决策程序。
4.利润分配和分红政策：协议应明确公司的利润分配政策和分红方式。
可以规定利润分配的比例、分红的频率和方式等，确保股东在公司经营中能够获得合理的回报。
5.知识产权和保密条款：协议应包括知识产权和保密条款，确保公司的商业机密和知识产权得到充分保护。
可以规定股东对公司的商业机密和知识产权的保密义务，以及对违约行为的追究和赔偿方式。
四、有限责任公司设立协议的注意事项1.明确协议的约束力：有限责任公司设立协议是一份法律文件，应明确协议的约束力和适用法律。
LLC驱动布局布线注意事项浅析
在实际的应用中：如果浪涌要求等级比较高时，L＆G－6KV、N＆G－
6KV、L，N＆G－6KV及更高等级时，可能会出现LLC驱动IC的VCC限
流电阻及IC内部Transistor（保护晶体管）动作及损坏，建议根据浪涌等级
在使用时VCC对地可增加瞬态抑制器及规范化的PCB布局布线来进行优化
要求，如果朋友们有类似的问题，参考上述的处理技巧可以通过大部分的实
验测试问题。
设计。
LLC驱动IC－PCB布局布线建议如下：
A．LLC驱动IC引脚外围器件尽量靠近IC放置
B．LLC驱动IC关键功能引脚OVP（11pin＆12pin）R，C器件靠近IC
优先布局布线
C．LLC驱动IC关键功能引脚ISEN（10pin）R，C器件靠近IC优先布
局布线
D．LLC驱动IC主功率回路功率地和IC地的分离走线，单点连接
参考PCB如下图示：
LL12V－VCC＆GND从主供电电源单点连接走线
B．12－VCC＆GND并行走线优先保证其最小的回路面积
C．尽量满足12－VCC＆GND走线路径最短原则连接到IC
总结
通过上述合理的布局布线LLC驱动IC可以通过6KV及以上的共模Surge
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- Latch with external Vcc : FSFR Series, FAN7621, FAN7621B
- Auto Restart with external Vcc : FSFR US/XS Series, FAN7621S
Company Confidential
4
VDL
1 9
HVCC
RT
3
Time Delay 350ns Divider Time Delay 350ns
10
VCTR
Auto restart
AR
2
5k VCssH / VCssL
Balancing Delay
Low Side Gate Driver
S Q R LVCC good
Shutdown
TSD VAOCP LVCC VOVP Delay 50ns VOCP Delay 1.5us -1
Half wave current sensing
Cr
Full wave current sensing
Ids
Np
Ns
Ns Control IC VCS
CS SG PG
VCS
Ids
VCS
CS
Cr Control IC Np Ns
Rsense
Ids
VCS
SG
PG
Rsense
Ns
Ids
low power dissipation in the sensing resistor
during startup
Usually resistive current sensing can be applied.
1.5us 1.5us
VCS VCTR
∝ 0.6 V
Ipri
Company Confidential
10
Current Sensing -negative & resistive current sensing
General Features
Integrated Solution
FSFR-series
Variable frequency control with 50% duty cycle for half-bridge resonant topology High efficiency through zero voltage switching (ZVS) : typ. Eff=93~94% for Vo=24V Internal MOSFETs with Fast Recovery Type Body Diode (trr < 160ns) Internally optimized dead time (fixed. 350ns) Up to 350kHz operating frequency for Soft-Start Burst mode operation Latch protection with external LVcc : Over Voltage Protection (OVP), Over Current Protection (OCP), Abnormal Over Current Protection (AOCP), Internal Thermal Shutdown (TSD)
Company Confidential
Company Confidential
3
Fairchild LLC solutions lineup
• Product Line up Status
Device Part No FSFR2100 3chip 1pkg (integration) FSFR2100U/US/XS (L) FSFR2000 FSFR1900 FSFR1800/US/XS (L) FSFR1700/US/XS (L) FSFR1600/XS (L) Controller FAN7621/B/S P out Without H/S 200W 180W 160W 140W 120W 100W 80W Up to 600W With H/S 450W 400W 350W 300W 260W 200W 160W MOSFET Rds (on) 0.38Ω 0.51Ω 0.67Ω 0.85Ω 0.95Ω 1.25Ω 1.55Ω BV 600V 500V 500V 500V 500V 500V 500V Remark Super FET Uni FET Uni FET Uni FET Uni FET Uni FET Uni FET No FET
FSFR-XS/US series
Auto-Restart Operation for All Protection with External LVcc Other features are the same as FSFR-series
Stand alone Solution
FAN7621
2
AR
3 4 5 6 7 8 9 10
RT CS SG PG LVCC NC HVCC VCTR
Creepage
High Voltage Pins (VDL, HVCC, VCTR) are located in the both ends. Pin 8 is cut off.
1 2 AR 3 4 5 6 7 8 RT SG LVcc CS PG 9 HVcc 10 VCTR
Features are the same as FSFR-series except for MOSFET section
FAN7621S
Features are the same as FSFR-XS/US series except for MOSFET section
Company Confidential
Company Confidential
7
Internal Block Diagram
FSFR-series
FSFR-US/XS series Burst mode
LVCC
7
Vref IRT LVCC good IRT 3V 2IRT 1V 2V S Q R LUV+ / LUVVref Internal Bias HUV+ / HUVLevel Shifter High Side Gate Driver Vref
FSFR-series design reference
Dec. 2010 PLM Display Power Conversion Product line
Company Confidential
1
Contents
Feature & Lineup IC Operation How to design LLC converter using Excel-tool Test procedure of power board
f ISS
40kHz
Control loop take over
time
Company Confidential
9
Over Current Protection
When Vcs < -0.6 V, OCP triggers. 1.5us time delay to prevent premature shutdown
5
Pin Configurations(FSFR-US/XS)
Pin #
Name
Description
1
VDL
This is the drain of the high-side MOSFET, typically connected to the input DC link voltage. This pin is for discharging the external soft-start capacitor when any protections are triggered. When the voltage of this pin drops to 0.2V, all protections are reset and the controller starts to operate again. This pin programs the switching frequency. Typically, an opto-coupler is connected to control the switching frequency for the output voltage regulation. This pin senses the current flowing through the low-side MOSFET. Typically, negative voltage is applied on this pin. This pin is the control ground. This pin is the power ground. This pin is connected to the source of the low-side MOSFET. This pin is the supply voltage of the control IC. No connection. This is the supply voltage of the high-side gate-drive circuit IC. This is the drain of the low-side MOSFET. Typically, a transformer is connected to this pin.
Company Confidential
2