三相spwm整流课程设计

svpwm三相整流课程设计指导老师____ ______ _姓名_____ __学号___ _ _ ___小组成员班级 _____时间：2013 年 3 月11日目录svpwm三相整流课程设计 (1)一．实验原理 (3)二．实现过程 (4)（1）主电路设计 (4)（2）dq变换电路及解耦算法 (5)（3）电流环控制参数设定 (8)（4）交流侧电感与电容的选择 (9)（5）SVPWM实现 (12)三．实验心得及感想 (20)一．实验原理三相电压型PWM 整流器的原理图如图1 示，图1中各物理量定义如下：ea、eb、ec 为电网电压，ia、ib、ic 为交流侧各相电流，Udc 代表直流侧电压，ua、ub、uc 为PWM 整流器交流侧输入电压。

根据功率及电压要求，调节电容电感等参数，通过闭环调节，完成开关的时序控制，最终达到实验指标要求。

图１三相电压型ＰＷＭ整流器主电路拓扑结构二．实现过程 （1）主电路设计根据实验要求得主电路matlab 仿真图图2 主电路matlab 仿真图根据图1，列出PWM 整流器的基本方程：00(1)0a aa a dcb b b b dcc c c c dcdc dc L a a b b c c L di e L Ri S u dtdi e L Ri S u dt di e L Ri S u dt duC i i S i S i S i i dt---⎧--=⎪⎪⎪--=⎪⎨⎪--=⎪⎪⎪=-=++-⎩式中a S 、b S 、c S 为0或1，是三相桥臂的开关函数：S ＝1表示下标所对应的桥臂上管导通，下管关断；S ＝0表示下标所对应的桥臂下管导通，上管关断.（2）dq变换电路及解耦算法根据瞬时功率理论，在dq 同步旋转坐标系下的有功功率P 和无功功率Q 可表示为：当d轴以电网电压矢量定位时，即eq=0，则上式可以写为由式可知，id 和iq 分别与有功功率P 和无功功率Q 呈线性比例关系，调节id 和iq 就可分别独立地控制PWM 整流器的有功功率和无功功率，实现有功功率和无功功率的解耦控制。

图3 MATLAB dq坐标变换图为了获得良好的控制性能，控制在两相同步速旋转dq 坐标系中实施。

同步速dq 轴系中，式（1）变为：10010031300022d d d d q q q q dc L q dc d di S R dt L LL i e di S Ri e dt L L L u i S du S C dt C Cωω⎡⎤⎡⎤⎡⎤--⎢⎥⎢⎥⎢⎥⎢⎥⎢⎥⎡⎤⎡⎤⎢⎥⎢⎥⎢⎥⎢⎥⎢⎥⎢⎥=---+⎢⎥⎢⎥⎢⎥⎢⎥⎢⎥⎢⎥⎢⎥⎢⎥⎢⎥⎢⎥⎣⎦⎣⎦⎢⎥⎢⎥⎢⎥-⎢⎥⎢⎥⎢⎥⎣⎦⎣⎦⎣⎦（2）由式（2）表示的输入电流满足下式：d d q d d q q d q qdi L R i Li e u dt di L R i Li e udtωω⎧=-++-⎪⎪⎨⎪=--+-⎪⎩ （3） 式（3）表明d 、q 轴电流除受控制量u rd 、u rq 的影响外，还受交叉耦合电压ωLi q 、-ωLi d 扰动和电网电压u sd 和u sq 扰动，因此需要寻找一种解除d 、q 轴之间电流耦合的控制方法。

为此，采用前馈控制进行解耦，当电流调节器采用ＰＩ调节器时，ｕｄ，ｕｑ的控制方程为**()()()()ii ii k q d d ip d d k d q q ip q q Li e u k i i s Li e u k i i s ωω⎧+-=+-⎪⎪⎨⎪-+-=+-⎪⎩（4）表示的结构如下图所示图4 三相电压型ＰＷＭ 控制原理图图5三相电压型ＰＷＭ 控制仿真图将（4）式带入（3）中，得到**()()()()ii ii k d d ip d d k q q ip q q di L R i k i i dt s di L R i k i i dts ⎧+=+-⎪⎪⎨⎪+=+-⎪⎩ （5） 从而实现了解耦控制。

由（5式）得到整流器内部结构如下图所示。

图6 三相电压型ＰＷＭ 双闭环原理图（3）电流环控制参数设定由图6得到电流环结构图7电流环结构图ＫＰＷＭ为三相桥路的等效增益；1.5Ｔｓ为考虑电流环的采样延迟和ＰＷＭ控制的小惯性特性后得到的时间常数；１／（ｓＬ＋Ｒ）为网侧线路的传递函数。

对于电流内环, 它的主要作用是按电压外环输出的电流指令进行电流控制, 如实现单位功率因数正弦电流控制, 因此电流调节器一般采用PI 调节器。

文献[PWM整流器及其控制]按典型Ⅱ型系统参数整定关系给出了PI 调节器参数的设计方法式中: K iP , K iI是电流内环比例、积分增益; T s 为电流内环电流采样周期( 即亦为PWM 开关周期) ;K PWM 为桥路PWM 等效增益,在使用SVPWM时取1。

电流环设计完成后就可以进行电压外环的设计。

由文献[PWM整流器及其控制] 可得三相VSR电压外环简化结构如图2 所示。

图中K V 、T V 为电压外环PI 调节器参数; 为电压采样小惯性时间常数与电流内环等效小时间常数的合并。

图8 pi调节器结构图根据论文[3三相电压型PWM整流器设计方法的研究.pdf]得到电压环PI调节器的参数（4）交流侧电感与电容的选择三相正弦空间矢量调制的电压型整流器在直流电压利用率、抑制电机的谐波电流等方面都比正弦脉冲宽度调制的整流器优越的多，大部分研究都集中在SVPWM 的控制部分，而对其主电路参数的研究较少。

SVPWM 主电路参数包括交流侧电压源、电感、电阻和直流侧电容、负载参数等，其中交流侧电感和直流侧电容参数对于整个系统的工作状态都有很重要的作用，直接影响着电路的谐波抑制、功率的双向流动等，因此有必要对电路的参数进行详细地分析。

电感选择在VSR 系统设计中，其交流侧电感的设计至关重要，这是因为VSR 交流侧电感的取值不仅影响电流环的动、静态响应，而且还制约着VSR 输出功率、功率因数以及直流电压，它在整流电路系统中还起着隔离电压、滤除谐波、传输无功功率等作用，可见VSR 交流侧电感对VSR 系统的影响和作用是多方面的。

3.1 稳态单位功率因数条件下在稳态单位功率因数条件下，PWM 整流器交流侧矢量关系（R小很可以忽略）如图所示。

从图可以看出，直流侧和交流侧存在这样的关系：三相VSR 的数学模型包括两部分，即交流部分和直流部分。

这两部分之间通过脉宽调制建立联系，交流侧电压由直流电压调制而来，而直流侧输入电流由交流侧电流调制而来。

式中：M 为PWM 相电压最大利用率（与PWM 控制方式相关），这说明PWM 控制方式确定后，一定的直流电压条件下，即为定值，这样可以将确定交流侧电压矢量幅值的最大值。

已知：可以求出电感L 的取值范围为：电容选择直流电容的选择是三相VSR 功率电路设计中的一个重要环节，选择的是否合适将直接影响系统的特性及安全性。

以电容电压波动量为设计的出发点，通过分析得出引起电压波动的原因在于负载变化引起的瞬态过程中输入及输出的功率不平衡。

三相VSR 工作有两种模式，一是由最大功率整流到最大功率逆变突变；二是由最大功率逆变变到最大功率整流。

这两种工作模式最直观的表现是输入电流由正最大值变为负最大值（或反之），电流变化量为电流最大值的2 倍。

而迫使电流产生该变化量的电压是电感两端的电压差。

在这个瞬态过程中，系统控制桥式电路输出尽可能大的电压以减小瞬态过程持续的时间电源电压，因此可以认为瞬态过程最长时间发生在电源电压最大并且和桥式电路输出电压符号相同时，据此可以估算瞬态时间为：在瞬态过程的开始时刻，系统输入输出功率偏差最大，为额定功率的2 倍，然后逐渐减小，到瞬态过程结束时减到0。

从平均的角度来讲，可近似认为瞬态过程中平均功率偏差为额定功率。

由分析得知，功率偏差引起的能量偏差全部积累在直流电容上，由此引起的电容电压波动为：便可得到电容的计算表达式为：则可以得出电容的取值范围为：电感电容的计算方法：由功率守恒关系式：Pdc=3/2(VdId+VqIq)有已知负载参数vdc、Pdc、f、fc可以先推出Id 再由Id=Im，Em=电动势幅值计算L的大小。

再通过已推出的L值推算电容C的范围。

（5）SVPWM实现扇区判断根据图中各扇区Ur，与Ualfa,Ubeta的关系，判断如下：当Ubeta>0时，令A=1，否则A=0；当Ualfa-Ubeta>0时，令B=1，否则B=O；当-Ualfa-Ubeta>0时，令C=1，否则C=O。

设定三个辅助变量Ur1,Ur2,Ur3，确定当前N=A+2B+4C可以由下面的算法获得。

Ur1=Ubeta (1)Ur2=Ualfa-Ubeta (2)Ur3=-Ualfa-Ubeta (3)N=sign(Ur1)+2sign(Ur2)+4sign(Ur3) (4)确定N值得仿真模型如下图：图9 扇区值获取仿真模型确定X,Y,Z的值，8种空间矢量和开关状态的关系例如：对于（c,b,a）=001对应的空间矢量为U如图所示。

SVPWM技术的目标是选择合适的开关状态可开关时间来近似一个给定的电压矢量Uout，给定电压矢量Uout通过Ualfa、Ubeta给定，下图给出了给定电压矢量和两个基本电压矢量U0和U60。

图中还给出了U0和U60在两个轴上的分量。

两个基本矢量的占空比为采用类似的方法，如果Uout在U60和U120两个电压矢量之间，则可以得到两个占空比为现在我们定义三个变量X,Y,Z，由Udc和Ts，Ualfa，Ubeta到X，Y，Z的变换仿真模型如下图：图10 X，Y，Z的变换仿真模型确定T1,T2N值到扇区号的对应分别是[123456]到[261435]，不同扇区对应的T1,T2如下表所示：并且当T1，T2两时间之和大于开关周期Ts时T1+T2-Ts>0时，确定新的T1，T2，T1=T1Ts/（T1+T2）；T2=T2Ts/（T1+T2）则在不同N值情况下，确定后的T1,T2的仿真模型如下图所示：图11 T1,T2的仿真模型确定矢量的切换点Tcm1，Tcm2，Tcm3第一个切换点 Ta=0.25（Ts-T1-T2）第二个切换点 Tb=Ta+0.5Ts第三个切换点 Tc=Tb+0.5T2在不同的扇区上，abc三相上的IGBT开通切换点的时间由下表格所示：扇区号tcm1 tcm2 tcm31 ta tb tc2 tb ta tc3 tc ta tb4 tc tb ta5 tb tc ta6 ta tc tb则三相的切换点的仿真如下设计图12三相的切换点的仿真模型生成三相脉冲利用tcm1，tcm2，tcm3和等腰直角三角波进行比较，就可以生成对称空间矢量PWM 波形，将PWMl、PWM3、PWM5进行与非运算就可以生成PWM2、PWM4、PWM6。