基站天线介绍概要

目录
第一讲无线传播原理 (2)
1.1 无线传播基本原理 (2)
1.2 无线传播环境 (3)
1.2.1 频段划分介绍 (3)
1.2.2 快衰落与慢衰落 (3)
1.2.3 传播损耗 (5)
1.3 无线传播模型 (7)
1.4 多普勒效应 (10)
1.5 菲涅尔区 (12)
第二讲天线的基础知识 (13)
2.1 天线的输入阻抗 (13)
2.2 天线的极化方式 (14)
2.3 天线的增益 (14)
2.4 天线的波瓣宽度 (14)
2.5 前后比(Front-Back Ratio) (15)
第三讲基站天线的类别 (15)
3.1 电调天线 (15)
3.2 双极化天线 (15)
第四讲基站天线的原理 (16)
4.1 对称振子 (16)
4.2天线方向性的讨论 (16)
4.2.1 天线方向性 (16)
4.2.2 天线方向性增强 (17)
4.2.3 增益 (17)
4.2.4 波瓣宽度 (18)
4.2.5 前后比 (18)
4.2.6 天线增益的若干近似计算式 (19)
4.2.7上旁瓣抑制 (19)
4.2.8 天线的下倾 (19)
4.3 天线的极化 (20)
4.3.1 双极化天线 (20)
4.3.2 极化损失 (21)
4.3.3 极化隔离 (21)
4.4天线的输入阻抗 (22)
4.5 天线的工作频率范围（频带宽度） (22)
4.6移动通信常用的基站天线 (23)
4.6.1 板状天线的基本知识 (23)
第一讲无线传播原理
1.1 无线传播基本原理
在规划和建设一个移动通信网时，从频段的确定、频率分配、无线电波的覆盖范围、计算通信概率及系统间的电磁干扰，直到最终确定无线设备的参数，都必须依靠对电波传播特性的研究、了解和据此进行的场强预测。

它是进行系统工程设计与研究频谱有效利用、电磁兼容性等课题所必须了解和掌握的基本理论。

众所周知，无线电波可通过多种方式从发射天线传播到接收天线：直达波或自由空间波、地波或表面波、对流层反射波、电离层波。

如图2-6所示。

就电波传播而言，发射机同接收机间最简单的方式是自由空间传播。

自由空间指该区域是各向同性（沿各个轴特性一样）且同类（均匀结构）。

自由空间波的其他名字有直达波或视距波。

如图2-6(a)，直达波沿直线传播，所以可用于卫星和外部空间通信。

另外，这个定义也可用于陆上视距传播（两个微波塔之间），如图2-6(b)。

第二种方式是地波或表面波。

地波传播可看作是三种情况的综合，即直达波、反射波和表面波。

表面波沿地球表面传播。

从发射天线发出的一些能量直接到达接收机；有些能量经从地球表面反射后到达接收机；有些通过表面波到达接收机。

表面波在地表面上传播，由于地面不是理想的，有些能量被地面吸收。

当能量进入地面，它建立地面电流。

这三种的表面波见图2-6（c）。

第三种方式即对流层反射波产生于对流层，对流层是异类介质，由于天气情况而随时间变化。

它的反射系数随高度增加而减少。

这种缓慢变化的反射系数使电波弯曲，如图2-6(d)。

对流层方式应用于波长小于10米（即频率大于30MHz）的无线通信中。

第四种方式是经电离层反射传播。

当电波波长小于1米（频率大于300MHz）时，电离层是反射体。

从电离层反射的电波可能有一个或多个跳跃，如图2-6(e)。

这种传播用于长距离通信。

除了反射，由于折射率的不均匀，电离层可产生电波散射。

另外，电离层中的流星也能散射电波。

同对流层一样，电离层也具有连续波动的特性，在这种波动上是随机的快速波动。

蜂窝系统的无线传播利用了第二种电波传播方式。

图0-1 不同传播模式
在设计蜂窝系统时研究传播有两个原因：第一，它对于计算覆盖不同小区的场强提供必要的工具。

因为在大多数情况下覆盖区域从几百米到几十公里，地波传播可以在这种情况下
应用。

第二，它可计算邻信道和同信道干扰。

预测场强有三种方法：第一种纯理论方法，适用于分离的物体，如山和其他固体物体。

但这种预测忽略了地球的不规则性。

第二种基于在各种环境的测量，包括不规则地形及人为障碍，尤其是在移动通信中普遍存在的较高的频率和较低的移动天线。

第三种方法是结合上述两种方法的改进模型，基于测量和使用折射定律考虑山和其他障碍物的影响。

在蜂窝系统中，至少有两种传播模型：第一种是FCC建议的模型；第二种设计模型由Okumura提供，覆盖边界应考虑实际经验结果。

1.2 无线传播环境
1.2.1 频段划分介绍
无线电波分布在3Hz到3000GHz之间，在这个频谱内划分为12个带，如下表。

在不同的频段内的频率具有不同的传播特性。

对于移动通信来讲，我们只关心UHF的频段。

1.2.2 快衰落与慢衰落
在一个典型的蜂窝移动通信环境中，由于接收机与发射机之间的直达路径被建筑物或其他物体所阻碍，所以，在蜂窝基站与移动台之间的通信不是通过直达路径，而是通过许多其他路径完成的。

在UHF频段，从发射机到接收机的电磁波的主要传播模式是散射，即从建筑物平面反射或从人工、自然物体折射，如图2-7所示。

图0-2 电波传输
所有的信号分量合成产生一个复驻波，它的信号的强度根据各分量的相对变化而增加或减小。

其合成场强在移动几个车身长的距离中会有20～30dB的衰落，其最大值和最小值发生的位置大约相差1/4波长。

大量传播路径的存在就产生了所谓的多径现象，其合成波的幅度和相位随移动台的运动产生很大的起伏变化，通常把这种现象称为多径衰落或快衰落，如图2-7所示。

在性质上，多径衰落属于一种快速变化。

此外，这种传播特点还产生了时间色散的现象。

深衰落点在空间上的分布是近似的相隔半个波长（900MHz为17cm，1800或1900MHz 为8cm)，如果此时手机天线处于这个深衰落点（当汽车中的手机用户由于红灯而驻留在这个深衰落点，我们称为红灯问题），话音质量非常差，需要采取相关技术来解决，如跳频等。

移动单元所收到的各个波分量的振幅、相位和角度是随机的，那么合成信号的方位角和幅度的概率密度函数分别为：
0≤θ≤2π （1）
r≥0 （2）
其中r为标准偏差。

（1）式和（2）式分别表明方位角θ在0～2π是均匀分布的，而电场强度概率密度函数是服从瑞利分布的。

故多径衰落也称瑞利衰落。

对于这种快衰落，基站采取的措施就是采用时间分集、频率分集和空间分集（极化分集）的办法。

时间分集主要靠符号交织、检错和纠错编码等方法，不同编码所具备的抗衰落特性不一样，这也是当今移动通信研究的前沿课题，GSM移动通信的空中信道编码方式参见相关GSM协议。

频率分集理论的基础是相关带宽，即当两个频率相隔一定间隔后，就认为他们的空间衰落特性是不相关的，移动通信频段，大量数据表明两个频率间隔大于200KHz就可获得这种不相关性；频率分集主要采取扩频方式，在GSM移动通信中，简单的采用跳频这种扩频方式来获得跳频增益，而在CDMA移动通信中，由于每个信道都工作在较宽频段（窄带CDMA为1.25MHz），本身就是一种扩频通信。

空间分集主要采用主分集天线接收的办法来解决，基站的接收机对主分集通道分别接收到的的信号进行处理，一般采取最大似然法。

这种主分集接收的效果由主分集天线接收的不相关性所保证，所谓不相关性是指，主集天线接收到的信号与分集天线的接收信号不具有同时衰减的特性，这也就要求采用空间分集时主分集天线之间的间距大于10倍的无线信号波长（对于GSM 900M就是要求天线间距大于4米），或者采用极化分集的办法保证主分集天线接收到的信号不具有相同的衰减特性。

而对于移动台（手机）而言，因
为只有一根天线，因而不具有这种空间分集功能。

基站接收机对一定时间范围（时间窗）内不同时延信号的均衡能力也是一种空间分集的形式。

CDMA通信中，软切换时，移动台与多个基站同时联系，从中选取最好的信号送给交换机，这同样是一种空间分集的形式。

大量研究结果表明，移动台接收的信号除瞬时值出现快速瑞利衰落外，其场强中值随着地区位置改变出现较慢的变化，这种变化称为慢衰落，见图2-8。

它是由阴影效应引起的，所以也称作阴影衰落。

电波传播路径上遇有高大建筑物、树林、地形起伏等障碍物的阻挡，就会产生电磁场的阴影。

当移动台通过不同障碍物阻挡所造成的电磁场阴影时，就会使接收场强中值的变化。

变化的大小取决于障碍物的状况和工作频率，变化速率不仅和障碍物有关，而且与车速有关。

研究这种慢衰落的规律，发现其中值变动服从对数正态分布。

另外，由于气象条件随时间变化、大气介电常数的垂直梯度发生慢变化，使电波的折射系数随之变化，结果造成同一地点的场强中值随时间的慢变化。

统计结果表明，此中值变化也服从对数正态分布。

分布的标准偏差为rt。

由于信号中值变动在较大范围内随地点和时间的分布均服从对数正态分布，所以它们的合成分布仍服从对数正态分布。

在陆地移动通信中，通常信号中值随时间的变动远小于随地点的变动，因此可以忽略慢衰落的影响，r=rL。

但是在定点通信中，需要考虑慢衰落。

图0-3 快衰落和慢衰落
在蜂窝环境中有两种影响：第一种是多路径，由于从建筑物表面或其他物体反射、散射而产生的短期衰落，通常移动距离几十米；第二种是直接可见路径产生的主要接收信号强度的缓慢变化，即长期场强变化。

也就是说，信道工作于符合瑞利分布的快衰落并叠加有信号幅度满足对数正态分布的慢衰落。

1.2.3 传播损耗
在研究传播时，特定收信机功率接收的信号电平是一个主要特性。

由于传播路径和地形干扰，传播信号减小，这种信号强度减小称为传播损耗。

在研究电波传播时，首先要研究两个天线在自由空间（各向同性，无吸收，电导率为零的均匀介质）条件下的特性。

以理想全向天线为例。

经推导，自由空间的传播损耗为：
Lp = 32.4 + 20 lg(fMHz ) + 20 lg(dkm ) 公式0-1 其中，f为频率，d为距离（公里）。

上式与距离d成反比。

当d增加一倍，自由空间路径损耗增加6分贝。

同时，当减小波长λ（提高频率f），路径损耗增大。

我们可以通过增大辐射和接收天线增益来补偿这些损耗。

当已知工作频率时，公式2-3还可以写成
Lp = L0 + 10γ lg(dkm ) 公式0-2
式中γ= 2。

γ称为路径损耗斜率。

在实际的蜂窝系统中，根据测量结果显示，γ的取值范围一般在3～5之间。

有了自由空间的路径损耗公式后，可以考虑在平坦的，但不理想的表面上2个天线之间的实际传播情况。

假设在整个传播路径表面绝对平坦（无折射）。

基站和移动台的天线高度分别为hc 和hm （A 处为hc ，B 处为hm ），如图2-9。

图 0-4 平坦表面的传播
与自由空间的路径损耗相比，平坦地面传播的路径损耗为：
Lp = 10γ lg d − 20 lg hc − 20 lg hm 公式 0-3
式中γ = 4。

该式表明增加天线高度一倍，可补偿6dB 损耗；而移动台接收功率随距离的4次方变化，即距离增大一倍，接收到的功率减小12dB 。

地形地物的种类千差万别，对移动通信电波传播损耗的影响也是错综复杂的。

在实际应用中是不可能存在绝对的平坦地形的。

对于复杂的地形一般可分为两类，即“准平滑地形”和“不规则地形”。

“准平滑地形”指表面起伏平缓，起伏高度小于或等于20米的地形，平均表面高度差别不大。

Okumura 将起伏高度定义为距离移动台天线前方10公里内地形起伏10%与90%的差。

CCIR 定义为收信机前方10～50公里处地形高度超过90%与超过10%的差。

除此以外的其它地形统称为“不规则地形”，按其状态可分为：丘陵地形、孤立山岳、倾斜地形和水陆混合地形等。

在对市区及其附近地区分析传输损耗时，还可以依据地理区域的拥挤程度分类，如分成：开阔区，密集市区，中等市区，郊区等。

在分析山区或者城市中摩天大楼密布的密集市区的传输损耗时，通常还要分析绕射损耗。

绕射损耗是对障碍物高度和天线高度的一种测量。

障碍物高度必须同传播波长比较。

同一障碍物高度对长波长产生的绕射损耗小于短波长。

预测路径损耗时，把这些障碍物看作尖形障碍，即“刃形”。

用物理光学中常用的方法可计算损耗。

第一种情况下，高H 处的视距路径无障碍物。

第二种情况下，障碍物在电波路径中。

第一种中我们假设障碍物高度是负数，第二种假设障碍物高度是正数。

绕射损耗F 可通过绕射常数v 求出，v 由下式给出。

)/1/1(/221d d H +-=λν 公式 0-4
不同绕射损耗的近似值由下式求出：
F = 0 ν≥1 = 20 lg(0.5 + 0.62v) 0≤ν<1
= 20 lg(0.5e0.45v) -1≤ν≤1 公式 0-5
= 20 lg(0.4 −
)
)38.01.0(12.02+-ν -2.4≤ν<-1
= 20 lg(−0.225/v) v < −2.4 ν
<-2.4
图 0-5 经过刀刃的无线传播
1.3 无线传播模型
传播模型是非常重要的。

传播模型是移动通信网小区规划的基础。

模型的价值就是保证了精度，同时节省了人力、费用和时间。

在规划某一区域的蜂窝系统之前，选择信号覆盖区的蜂窝站址使其互不干扰，是一个重要的任务。

如果不用预期方法，唯一的方法就是尝试法，通过实际测量进行。

这就要进行蜂窝站址覆盖区的测量，在所建议的方案中，选择最佳者。

这种方法费钱、费力。

利用高精度的预期方法并通过计算机计算，通过比较和评估计算机输出的所有方案的性能，我们就能够很容易地选出最佳蜂窝站址配置方案。

因此，可以说传播模型的准确与否关系到小区规划是否合理，运营商是否以比较经济合理的投资满足了用户的需求。

由于我国幅员辽阔，各省、市的无线传播环境千差万别。

例如，处于丘陵地区的城市与处于平原地区的城市相比，其传播环境有很大不同，两者的传播模型也会存在较大差异。

因此如果仅仅根据经验而无视各地不同地形、地貌、建筑物、植被等参数的影响，必然会导致所建成的网络或者存在覆盖、质量问题，或者所建基站过于密集，造成资源浪费。

随着我国移动通信网络的飞速发展，各运营商越来越重视传播模型与本地区环境相匹配的问题。

一个优秀的移动无线传播模型要具有能够根据不同的特征地貌轮廓，像平原、丘陵、山谷等，或者是不同的人造环境，例如开阔地、郊区、市区等，做出适当的调整。

这些环境因素涉及了传播模型中的很多变量，它们都起着重要的作用。

因此，一个良好的移动无线传播模型是很难形成的。

为了完善模型，就需要利用统计方法，测量出大量的数据，对模型进行校正。

一个好的模型还应该简单易用。

模型应该表述清楚，不应该给用户提供任何主观判断和解释，因为主观判断和解释往往在同一区域会得出不同的预期值。

一个好的模型应具有好的公认度和可接受性。

应用不同的模型时，得到的结构有可能不一致。

良好的公认度就显得非常重要了。

多数模型是预期无线电波传播路径上的路径损耗的。

所以传播环境对无线传播模型的建立起关键作用，确定某一特定地区的传播环境的主要因素有：
自然地形（高山、丘陵、平原、水域等）；人工建筑的数量、高度、分布和材料特性；
该地区的植被特征；天气状况；自然和人为的电磁噪声状况。

另外，无线传播模型还受到系统工作频率和移动台运动状况的影响。

在相同地区，工作频率不同，接收信号衰落状况各异；静止的移动台与高速运动的移动台的传播环境也大不相
同。

一般分为：室外传播模型和室内传播模型。

常用的模型如表1所示。

表1 几种常见传播模型
表
Okumura-Hata模型计算：
Okumura-Hata模型计算
频率f--(150-1000MHz) 900
基站高度hb--(30-200m) 30
移动台高度hm--(1-10m) 1 距离d--(1-20km) 2
城区修正值A(hm)=(1.1*log10(f)-0.7)hm-(1.56*log10(f)-0.8) -1.258951554
Cost231-Hata模型计算方式：
Cost231-Hata模型计算
频率f--(1500-2000MHz) 2000 基站高度hb--(30-200m) 30 移动台高度hm--(1-10m) 1 距离d--(1-20km) 2
城区修正值A(hm)=(1.1*log10(f)-0.7)*hm-(1.56*log10(f)-0.8) -1.41847379
8
路径损耗
Lp=46.3+33.9*log10(f)-13.82*log10(hb)+(44.9-6.55*log10(hb))*log10(d)-A
(hm) 149.8133131
大城市Lpb＝Lp+3 152.8133131 中等城市郊区Lpm＝Lp+0 149.8133131
农村准开阔地Lrqo=Lp-4.78*(log10(f)).^2+18.33*log10(f)-35.94 122.294
4935
农村开阔地Lro=Lrqo-5 117.2944935 Cost231 Walfish-Ikegami模型计算方式：
cost231 Walfish Ikegami模型(a)直射路径
距离（km） d 0.1
频率（MHz ）
f
900 损耗
Lb=42.6+26log(d)+20log(f)
75.68485
019
cost231 Walfish Ikegami 模型(b)没有直射路径 距离（km ） d 0.1 频率（MHz ） f 900 建筑物高度
hroof 30 基站高度（4－50m ） hb 40 移动台高度(1-3m) hm 1 路面宽度 w 5 建筑物之间距离 b 10 道路方向与直射波路径夹角
α
30 0<α<35 Lcri=-10+0.345*α 0.35 35<α<55 Lcri=2.5+0.075*(α-35) 2.125 55<α<90 Lcri=4.0-0.114*(α-55) 6.85 Lcri Lcri
0.35 慢衰落 Lrts=-16.9-10*log10(w)+10*log10(f)+20*log10(hroof-hm)+Lcri 35.25068
501 hb>hroof Lbsh=-18*log10(1+hb-hroof) -18.7450
6833 hb<hroof Lbsh=0 0 hb>hroof Ka=54
54 hb<hroof Ka=54-0.8*(hb-hroof)
46 d<0.5,hb<hroof Ka=54-0.8*(hb-hroof)*(d/0.5) 52.4 hb>hroof Kd=18
18 hb<hroof Kd=18-15*(hb-hroof)/hroof 13 Lbsh Lbsh -18.7450
6833 Ka Ka 54 Kd Kd
18 郊区中心区 Kf=-4+0.7*(f/925-1) -4.01891
8919 大城市中心区 Kf=-4+1.5*(f/925-1)
-4.04054
0541 多径衰落 Lmsd=Lbsh+Ka+Kd*log10(d)+Kf*log10(f)-9*log10(b) -3.68180
4959 自由空间损耗
Lo=32.4+20*log10(d)+20*log(f)
71.48485
019 链路损耗
Lb=Lo+Lrts+Lmsd(或Lrts+Lmsd<0)
103.0537
302
Keenan-Motley 模型计算方式：
Keenan-Motley 模型计算
频率 f 2000 1m处的路径损耗L1＝32.5+20*log10(f)+20*log10(0.001) 38.52059991 基站的距离r 15 楼层衰减值计算
直达波穿透楼层数k1 1 楼层衰减因子（1层）F1 10 直达波穿透楼层数k2 0 楼层衰减因子（>2层）F2 20 楼层衰减值Lf=∑kn*Fn 10 墙壁衰减值计算
直达波穿透墙壁数p1 1 墙壁衰减因子（木板墙）W1 4 直达波穿透墙壁数p2 1 墙壁衰减因子（非金属水泥墙）W2 7 直达波穿透墙壁数p3 1 墙壁衰减因子（无窗水泥墙）W3 10 墙壁衰减值Lw=∑pn*Wn 21 链路衰减Lindoor=L1+20*log10(r)+k*F(k)+p*W(k) 93.04242509
1.4 多普勒效应
在移动通信中信号的相位不断变化，产生附加频移，这种频移称为多普勒效应在GSM 系统中多普勒效应引起频率变化的关系可以通过下面的公式给出：
(1) 基站为频率源f，基站接收到的频率fˊ为
fˊ=f(1±v/c) 公式0-6
式中：v为MS的移动速度，c为空中信号传播速度（设为3×108m/s）当MS向基站方向移动时取“+”号，远离基站时取“-”号。

(2) MS为频率源f，基站接收到的频率fˊ为
fˊ=f/(1±u/c) 公式0-7
式中：u为MS的移动速度，c为空中信号传播速度（设为3×108m/s）当MS向基站方向移动时取“-”号，远离基站时取“+”号。

下面分几种特殊情况进行讨论：
MS向BTS方向移动，速度为v时
图0-6 MS向BTS方向移动
BTS的信号频率为f1，通过BCH信道上的FCH信道，BTS控制MS将频率同步到BTS，
由于多普勒效应MS收到的信号频率为f2，MS以f2向基站发射信号。

由于多普勒效应BTS收到的频率为f3，通过上面的公式将有
f2=f1(1+v/c)
f3=f2/(1-v/c)
F3=f1(1+v/c)/(1-v/c)=f1(c+v)/(c-v)
相对频率变化为(f3-f1)/f1=2v/(c-v) 公式0-8
MS远离BTS方向移动，速度为v时
图0-7 MS远离BTS方向移动
BTS的信号频率为f1，通过BCH信道上的FCH信道，BTS控制MS将频率同步
到BTS，由于多普勒效应MS收到的信号频率为f2，MS以f2向基站发射信号。

由于多普勒效应BTS收到的频率为f3，通过上面的公式将有
f2=f1(1-v/c)
f3=f2/(1+v/c)
f3=f1(1-v/c)/(1+v/c)=f1(c-v)/(c+v)
相对频率变化为(f3-f1)/f1=-2v/(c+v) 公式0-9
由于MS的移动速度相对于信号的传播速度c是较小的，所以在这两种情况下相对频率的变化是差不多的，只是方向相反，第一种情况是频率增加，第二种情况是频率减小。

MS在两个BTS之间移动，速度为v时
图0-8 MS在两个BTS之间移动
进行切换时是上面的两种情况的叠加，由于MS通过BA table来获取对相邻小区BCH信道监测的信息，是控制MS调整其频率＋若干个kHz来对相邻小区的电平进行监测，这可能会出现由于多普勒频率变化，使MS不能正确收到邻近小区的信号。

以图2-13为例，MS监测BTS1的电平，MS收到的信号f2ˊ可能会出现在两个MS调整频率中间。

使MS无法正确监测到BTS1的信号电平。

另一方面，在SACCH中上报的Rxlev信息最少要30s发送一次，这样长的时间信息报告也将引起不能正常监测邻近小区电平，而导致切换不成功。

多普勒效应引起的频率变化，在信号上将引起基站接收到信号频率为f1(c+v)/(c+v)，而以f1的采样时钟来接受数据。

引起接收数据错误，这也可能是影响切换的一个原因。

1.5 菲涅尔区
从发射机到接收机传播路径上，有直射波和反射波，反射波的电场方向正好与原来相反，相位相差180度；如果天线高度较低且距离较远时，直射波路径与反射波路径差较小，则反射波将会产生破坏作用。

另外，直射波与反射波路径差为d h h r
t 2，带来的相位差为d h h r
t λπ4=∆, ht 、hr 分别表示发射机和接收机离地面的高度，d 为发射机到接收机间的水平距离，如图
2-14
图 0-9 菲涅尔区
忽略从发射点通过地波传播到达接收机的一部分信号（该信号在超高频和甚高频段可以忽略不计），则总的接收场强和自由空间场强（单位为V/m ）的比值的平方为：
)2(sin 42sin 422
d h h E E r t fs rec λπ=⎪⎭⎫ ⎝⎛∆≈⎥⎥⎦⎤⎢⎢⎣⎡
这个式子表明，设n 为自然数，当Δ为（2n －1）π时，可产生6dB 的的信号功率增益；而当Δ为2nπ时，两路信号相互抵消。

这个角度的变化可能是由于天线高度、传播距离的变化或者两者共同作用所引起的。

仿真结果还表明，当d 小于λr
t h h 4时，2∆大于2π，此时所得增益的大小随移动台向基
站靠拢而摆动；当d 大于λr
t h h 4时，2∆小于2π，当移动台远离基站移动时增益无摆动。

实际传播环境中，第一菲涅尔区定义为包含一些反射点的椭圆体，在这些反射点上反射波和直射波的路径差小于半个波长，即2∆小于2π。

如图2-15，在长为d 路径上某一点（到发射机距离为dt ，到接收机距离为dr ）的第一菲涅尔区的半径为：
MHz km rkm
tkm r
t f d d d d d d m h 548)(0==λ
图 0-10 菲涅尔区半径
举例说明：在典型的城市基站覆盖距离为2km 的路径上某点，假设该点距离发射天线100m ，对于900MHz 频率而言该点第一菲涅尔区半径h= 5m 。

在第一菲涅尔区定义基础上，定义第n 菲涅尔区比第n-1菲涅尔区多半个波长的反射点集合，两条反射路径的相位差为180度。

第n 菲涅尔区半径为：
MHz km rkm tkm r t n f d d nd d d d n m h 548)(==λ
如果直达路径跳过起伏不平的地形及地表的建筑物，则反射波会对直射波产生积极作用；否则就有可能成为具有破坏性的多径干扰，且破坏作用随频率增高而变大。

因此应该将基站的天线建得尽可能离地面高。

第二讲 天线的基础知识
表征天线性能的主要参数有方向图、增益、输入阻抗、驻波比和极化方式等。

2.1 天线的输入阻抗
天线的输入阻抗是天线馈电端输入电压与输入电流的比值。

天线与馈线的连接，最佳情形是天线输入阻抗是纯电阻且等于馈线的特性阻抗，这时馈线终端没有功率反射，馈线上没有驻波，天线的输入阻抗随频率的变化比较平缓。

天线的匹配工作就是消除天线输入阻抗中的电抗分量，使电阻分量尽可能地接近馈线的特性阻抗。

匹配的优劣一般用四个参数来衡量即反射系数，行波系数，驻波比和回波损耗，四个参数之间有固定的数值关系，使用那一个纯出于习惯。

在我们日常维护中，用的较多的是驻波比和回波损耗。

一般移动通信天线的输入阻抗为50Ω。

驻波比：它是行波系数的倒数，其值在1到无穷大之间。

驻波比为1，表示完全匹配；驻波比为无穷大表示全反射，完全失配。

在移动通信系统中，一般要求驻波比小于1.5，但实际应用中VSWR 应小于1.2。

过大的驻波比会减小基站的覆盖并造成系统内干扰加大，影响基站的服务性能。

回波损耗：它是反射系数绝对值的倒数，以分贝值表示。

回波损耗的值在0dB 的到无穷大之间，回波损耗越大表示匹配越差，回波损耗越大表示匹配越好。

0表示全反射，无穷大表示完全匹配。

在移动通信系统中，一般要求回波损耗大于14dB 。