DC-DC电源转换

Vz（Vout）的精度主要受VREF的影响。
VREF
2.3 线性稳压电路
线性稳压电路：用高精度参考源、功率放大和闭环控制实现高精度、大功率的DC-DC 转换 开环增益 ：K = Vout / （Vref – V2） V2 = Vout * R2/（R1+R2） （假定比较器输入电流为0） 闭环时 Vout = Vref * [K(R1+R2)/(K*R2+R2+R1)] 若 K为无穷大，则 Vout ≈ Vref(1+ R1/R2) 若 R1为0，则Vout = VREF（K/(1+K)) 选择R1和R2，除考虑Vout值外，要考虑输入电流的影响。 K越大Vout越接近由Vref、R1、R2给定的值。考虑到电路的 频率特性，高频时，K越大稳压特性好，但易产生自激振荡。 电路中可有阻容相移电路，以抑制振荡。 功率输出管功耗：PQ = IQ x (Vin – Vout ) 输出电压的限制Vinmin – Voutmax > Vcesmax，以保证NPN管 工作在放大区，保证稳定的电压输出。 转换效率 = Vout / Vin Q的选择： 普通三极管是电流控制。电流放大倍数β= IQ/Ib。 一般NPN 管，β小，基极电流大，饱和压降小；而用 NPN Darlington三极管，β大，基极电流小，饱和压降大。若控 制电路不能提供足够的Ib， IQ会减小；Vce会加大，功耗加大。
IR
R Iout
二极管最大功耗限制。二极管实际最大功耗IZ max * Vzmax 。
Vz
IZmax = IR max – Ioutmin ； Iout max = IR min –IZmin ) 精度差（元件本身电压误差 +/- 5%左右；输出电流变化时，
IZ
使IZ变，输出电压有相应 的变化。）
输出电压标称值由3.3V按 10%递增
能量（功率）传递
优点：功耗低，效率高 缺点：噪音大，电路复杂，成本高，PCB布局布线困难。
2.4.2 非同步开关电源
空度比 ( DUTY SYCLE):D =
t ON t ON + t OFF
输出电压 Vout = D X V in（ 实际空度比还与负载电流有关）
PWM：脉宽调制电路，此处还包括 参考电源、比较电路、差值放大和脉宽调制一起组 成对MOS管开关（栅极电压）的控制。
Ｑ也可用N沟MOS管。但MOS管为电压控制，Ｖgs电压大于阈值电压后，源（S）漏（D）极间电 阻减小，Vgs越大Rdson越小。若实际的Vgs最小值接近管子的阈值电压最大值时或低于给定负载电流 管子所要求的Vgs会出现批次性小量Vout降变低的问题。由于MOS管压降加大，功耗也可能加大。 普通NMOS管的阈值电压的最大值3.0V，低阈值电压NMOS管阈值电压的最大值为1.5V。线性稳压电 路所用的NMOS管不要求Rdson最小，要考虑价格和低阈值电压。 若Vout接近Vin，由Vin产生的基极电流小，或Vgs小，可考虑用PNP三极管。 或P沟MOS，但比较输入和VREF的极性相反（保证负反馈闭环控制）；C和E 或D和S的连接相反（保证电流方向和电路工作）。
到Iout。IL 与Iout的差值由滤波电容提供。
2.4.3 同步开关电源
用低RDSON的MOS管代替肖特基 二极管作为接电源MOS管截止 时电感电流到地的通路。 由于可选择RDSON极小的MOS管， 因此此管的功耗可大大低于用 肖特基二极管的功耗。例如 NDB 6030L VGS=10V，IV=26A时 ， RDSON MAX=13.5mΩ。当IO为 20A时，功耗 3.24W。
二极管功耗大。特别是Vz较高时。
IZ
使用限制：要求精度不高的电压参考
功率低且精度低的DC-DC电压转换
设计注意点：先确定输出电流的最大和最小值。为可靠最小值可为0。根 据所需输出电压确定标称值。根据所需二极管最大功耗选二
极管。由二极管实际允许功耗确定允许的最大电流。参照最大
输出电流。确定IR的最大值。再计算和选定R的阻值和功耗。
60A。对FMB2 为66A （考虑CPU的发展和北桥等芯片等芯片电流和电容充电，电源应按比FMB 的要求的电流大来设计）。而睡眠状态的电流仅有8.5A。 （VID）设置值1.475V；实际允许的最 大和最小值与CPU电流有关（与电流成反比）。例如2.2G CPU VIDmin为1.335V；对2.4G CPU VIDmin 为1.325V；在同一电流下，最大最小差值0.05V。 1.475V为电流为0时的最大值。 Intel P4主板所需的电源有Vcc_core（VID）、Vcc_1.5、 Vccsus_1.5、 Vcc_2.5、 Vccsus_3.3 Vcc_3.3、5V及双输入电源选择开关（正常电源与sus电源间选择）5Vdual、 3.3Vdual、 2.5Vdual、 1.25Vdual（用于DDR的Vtt，可由2.5Vdual产生）。这些电源负载电流小的仅数十 毫安；电流大的达几安培或几十安。睡眠状态的电流和也大于1A。 而系统的电源按常规仅有5V、3.3V、12V、-12V和5Vsus少数种类电源 因此如何设计电源系统，将有限的电源种类转换为主板系统所需的多种类电源，是对主板设计 工程师的挑战。既要满足系统CPU、各芯片和插卡及外接口对电压电流的需求，及可靠性、稳 定性的需求，又要减少成本使所设计的产品在市场有竞争力。不同的主板厂家，电源系统的设 计可有不同。 为减少机箱的发热，参照笔记本电脑，新的台式系统的设计将独立的AC-DC电源由机箱移出并 简化。外接AC-DC转换电路直接插AC电源，只产生一种DC电源，接到主板。这样，主板电源系 统的设计变得更加重要。
对 LM431A, VREF = 2.495 +/- 0.055 V; IREF 最大值为4 μA.。
动态电阻0.75Ω 。（0.5W 3.3V齐纳二极管动态电阻28 Ω)
Iz的范围 1 – 100 mA。工作温度范围内电压变化小于17mV，平均 温度系数 50ppm/。C。（齐纳二极管为 -7000ppm ）
而用肖特基二极管的功耗为7.2W (IO=20A;VD=0.6V)。 这样，可提高转换电路的效率；减少板上热量；并降低成本。 带来的问题：上下MOS管同时导通可能导致极大电流从电源到地。 为避免此问题，控制信号UGATE和LGATE边沿转换时有间隔，保 证两管有短暂同时截止的时间。在此时刻，电感电流通过下MOS管 的PN结寄生二极管到地。或与MOS管并联肖特基二极管，电流通 过此二极管（功耗比PN结二极管低）。先进的功率MOS管设计已将 肖特基二极管与MOS管集成在同一封装中。 VID为数字信号输入，通过控制内部参考电压控制输出电压。对P4所用PWM芯片，电压范围 标称值由1.100V到1.850V，步距0.025V(25mV)。
MOS管：电流开关。通导时电流由Vin经MOS管、电感流向负载和电容。电流增加，存在电感中的能 量增加。
电感、电容和肖特基二极管：平滑电路。MOS管截止时，电流由地经电感流向负载。消耗存在电感 中的能量。电容用于负载电流的调节和稳定输出电压。
二个电流变化过程：Iout稳定时电感中电流的变化（如上图所示） Iout突变时改变脉宽调接电感中的平均电流，逐步达
例三：LDO器件 将功率输出管、参考电压源与比较、放大和控制电路 集成在一个芯片内。与Darlington管相比（Vin – Vout） 的允许值大大减小，因而称为低压降输出（Low Drop Out）稳压源。 V据out ≈ Vref(1+ R1/R2)； Vref为内部参考电压。根 输出电压范围为2.5V或1.25V。 使用时根据Vout、电流和（Vin – Vout）确定型号和R1、 R2值。验算功耗。
VZ
IRmax = ( Vhmax – Vzmin )/Rmin ； IRmin = ( Vhmin – Vzmax )/Rmax
Irmax - Ioutmin < I Zmax (由功耗限定）
Irmin - Ioutmax > I Zmin ( 由拐点电流 限定） IZ电流过大会烧稳压二极管（如输出对电源短路）或缩短寿命（功耗偏大， RMA率高）。电流过小输出电压降低，若低于拐点电流，输出电压会远离稳 压值。
2.2 可调整稳压二极管
可调整稳压二极管:利用半导体禁带宽度设计的专门的三端集成电
路。通过调控阳极电压VZ保证VREF不变。因而可利用电阻分压得到
2.5V-36V稳压输出。所以称为可调整稳压二极管。
VZ = VREF（1+ R1/R2）+ IREF x R1
IR = Iout + Iz + (Vz – VREF )/R1
必须保证Q的功耗小于在使用散热条件下的允许功耗；设计时可用加大漏极铜皮面积或加散热片来降 低管子温度。这是保证可靠性，减少RMA返修率的关键。 CT为低频滤波电容。决定于负载电流的变化速率和允许的电压变化。若电流变化大而允许的电压变 化小，要用低ESR（等效串联电阻）低频滤波电解电容和高频滤波陶瓷电容。否则低频滤波电解电容 值可减小，充分利用闭环反馈的稳压功能。电容过大时，过大的充放电电流可导致加电时或长期使用 后Q管或/和控制电路损坏。加电时的峰值电流可能影响正常开机。
2.4 开关稳压电路
2.4.1 线性电源与开关电源的比较 线性稳压电路
优点：简单，成本低 缺点 ：功耗大，效率低 （ Vin – Vout 受饱和压降和增益的限制） 所能提供的电流难于达到8A以上（TO-220、252、263封装）
开关电源转换电路 直流输入电压 --- 寛度可调制脉冲 --- 平滑 --- 直流输出电压
通常VREF为2.5V。若R1为零，可用作2.5V参考源。现也有 1.25V 器件。
优点：精度高；电路简单；电压可调范围广
IZ
缺点：输出功率小；二极管功耗大；Vz随Iout变化有小的变化。 使用限制：要求精度高的电压参考
功率极低且精度高的DC-DC电压转换
R1、R2精度现为+/- 1%。若R1/R2 比值小，精度可放到2%或5%。
直流电压变换(DC-DC)电路设计
孙祖希 2002年3月
一、 主板的电源电流分配 二、 DC-DC电压转换电路
2.1 齐纳(Zener)二极管 2.2 可调整稳压二极管 2.3 线性稳压电路 2.4 开关稳压电路
2.4.1 线性电源与开关电源的比较 2.4.2 非同步开关电源 2.4.3 同步开关电源 2.4.4 多相电源
例1： 直接用431A产生2.5V以上稳压输出 IR = Ib + Iz；Vout = Vz + Vbe； Vref = 2.5V; Vout ≈ Vref(1+ R1/R2) （ Vout ≧ 2.5V)
R的选择要保证Iout最大时，有足够的基极电流，而在Iout最小时又 不损坏431A。根据IR的最小值和NPN管的β (放大区)确定能否满足 Iout最大值和在此电流下工作在放大区的要求.
若用NMOS，则Vcc需考虑Iout最大值对Vgs的要求。Vgs大于阈值 电压。R值可大但需MOS管输入电容对电流变化引起的电压变化的 影响。
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例二： 用运算放大器作比较、放大和控制 参考电压Vref由431A的2.5V参考分压产生，现为1.25V。 由于运放输入电流小于1μA ，IR、Iz均可小而且稳定的 参考电压。调参考电压的分压比或输出电压的分压比, 使输出电压可在2.5V之下，而且有较宽的可调范围。 但设计时要考虑所选运放的输出电压（与Vcc有关）范 围和输出电流（受Vcc和功耗的限制）。
二、 DC-DC电压转换电路
2.1 齐纳(Zener)二极管 齐纳(Zener)二极管:利用P-N结雪崩击穿原理产生稳定的输出
Vh
IR = ( Vh – Vz )/R; IR = Iout + IZ IZ min 应大于拐点电流 优点：电路简单
缺点：输出功率小(最大值为 IR减拐点电流Iz ， IR最大值 受
三、 元件的可靠性和系统的稳定性 四、 PCB设计要注意的问题
一、 主板的电源电流分配
随着CPU的发展，为不同功能和不同频率芯片的要求，主板上电源的种类越来越多；低电压 电源的电流也越来越大。特别是CPU的核心电压越来越低，而电流越来越来越大。 如423脚P4 CPU，其Vcc（VID）电压为1.56 – 1.7V；电流最大值，对1.4G CPU为40.6A；1.5G CPU 43.0A；2.0G CPU 52.7A；对FMB（Flex Mother Board）为60.4A。对Northwood 533MHz CPU标称电压1.5V，电流 2.2G CPU为47.1A；2.4G CPU 49.8A；2.53G CPU 52.7A；对FMB1 为