单管正激变换器参数确定

第二章 方案的确定
2.1 变换器的设计指标
2.1.1 正激变换器的设计指标
输入电压：DC41V ～DC51V
输出电压：DC12V
输出电流：5A
效率: η≥80%
电压调整率：Su ≤1.5%
负载调整率：S I ≤1.5%
2.1.2 辅助电源（反激）的设计指标
输入电压：DC41V ～DC51V
输出电压：DC17V
输出电流：0.5A
效率: η≥87%
第三章 正激电路设计
这里UC3844的振荡器选择R T =R 8=12k Ω,C T =C 19=1000PF ，则
KHZ C R f T T osc 15010100010128.18.112
3=⨯⨯⨯==- (3-1) 所以6脚的输出频率（驱动频率）为：
KHZ f f osc 752
1== (3-2) 3.3 主电路设计
主电路的设计主要包括变压器、电感和MOS 管的设计。

3.3.1 主电路中变压器的设计
变压器是利用互感应实现能量或信号传输的器件。

在开关电源主电路中，变压器用于输入输出之间隔离及电压变换。

开关电源中使用磁性元件比较多，这其中包括作为开关电源核心的高频功率变压器、驱动变压器、电流互感器、低压辅助电源变压器以及各种滤波电感等，通常把这些统称为电子变压器，他们是电力电子电路中储能、转换以及隔离所必备的元件。

磁性元器件在整个的开关电源中所占的比重很大，对于开关电源的质量、体积、成本以及效率都有很显著的影响，特别是高频功率变压器，它对于整个开关电源的性能更是有着举足轻重的影响
[16]。

高频变压器具有电压变化、电气隔离和能量传输三项主要功能，是开关电源
的核心部件，它的设计和计算也是最复杂的。

在能量传输方面，高频变压器有两种方式:一是变压器传输方式，即加在一次绕组上的电压，在磁心中产生了磁通变化，使二次绕组产生感应电压，从而达到使能量从变压器的一次侧传输到二次侧的目的;另一种是电感器传输方式，即在一次绕组上施加电压，会产生励磁电流并且使磁心磁化，并将电能转变成磁能存储起来，而后通过去磁可以使二次绕组产生感应电压，从而达到将磁能变换为电能释放给负载的效果,下面就是变压器设计的过程[17]。

1.铁芯材料的选取
在设计高频变压器的时候，应当首先从选择磁心开始，然后再确定绕组的匝
数。

在设计的过程中，需要了解与磁心相关的多种特性以及参数，并且需要进行多种参数的计算和校验。

不同工作频率的变压器，可以选择不同磁性材料的铁芯和不同的铁芯规格。

选择铁芯的材料和规格，除了根据变压器的工作频率和功率容量以外，还要考虑铁芯的损耗和温升，并在合理控制变压器体积的基础上，尽量降低其成本。

目前广泛应用的磁性材料主要有硅钢片、铁氧体、非晶态合金、微晶合金和铁粉芯等。

铁氧体的电阻率可以做得很高，因此高频损耗小，工作频率高。

另外铁氧体
工艺性能好，价格便宜，性价比高。

比较适应十中小功率的脉冲变压器的设计。

本次设计选用的是磁性材料是PC40，其Bs=0.39T ，Br=0.055T ，所以取T B B B r s 335.025.0=-<=∆，满足条件。

2.AP 公式
在开关电源中，高频变压器的磁心尺寸的选择与其工作频率、输出功率、电
路结构以及绕组匝数等许多的因素都有关系，是整个高频变压器设计工作的难点。

而在设计高频变压器的时候，面积乘积法是最为常用的方法，通常也简称AP 法。

由电磁感应定律得：
dt
NAedB dt d N dt d d di L E Vin t L =Φ====ϕ (3-3) B
Ae VinDT AedB Vindt Np ∆==
(3-4) 另外从窗口能否够用得： KpKuAw Np J I prms
= (3-5)
其中J 为电流密度，prms I 为电流有效值，10<<Ku ，Ku 为填充系数，Kp 为原边面积系数。

所以 prms
I KpKuAwJ N = (3-6) 从而 prms
I KuAwJ Bf Ae VinD =∆ （3-7) 令 Ap=AeAw, ∴BJ fKpKu VinDI Ap prms
∆= (3-8)
按照Ap 值选择一个比实际所需Ap 大的变压器型号，式中Ae 为铁芯磁路面积，Aw 为铁芯窗口面积，B ∆为铁芯材料所允许的最大磁通密度的变化范围，f 为开关频率。

令Kt i i prms avg in =)(,Kt 为均方根电流系数。

∴BfKpKuKtJ
PinD BJ fKpKuKt VinDI Ap avg in ∆=∆=)
( （3-9） 令KpKuKt=K ´为拓扑系数，再令D=Dmax=0.5，温升30ºC 时，
J=2125.4/10450m A Ap o -⨯，Ap 取4cm
因此 4125.04`10450Bfk 5.0cm Ap
Pin Ap --⨯∙∆= 4143.1`1.11cm BfK Pin Ap ⎪⎪⎭⎫ ⎝⎛∆= （3-10）
假设变压器的效率为85%。

所以本次设计的变压器的实际所需Ap 值： 4143.133176.0114.0107525.085.0601.11cm Ap =⎪⎪⎪⎭⎫ ⎝⎛⨯⨯⨯⨯=（3-11）
为了使铜线能够很好地绕制，本次设计的变压器选择的型号是EE40（Ae 为
1.28cm 2，Aw 为1.08mm 2），其Ap=1.38cm 4值远大于实际制作的变压器的，所以满足条件。

3.确定变压器的原副边匝数
由于UC3844的最大占空比为0.5，所以本次设计先假设Dmax=0.4
由电磁感应定律得： dt AedB N E Vin P =
= （3-12） ∴B
Ae VinDT AedB Vindt Np ∆== （3-13）
又由于取T Bm 25.0=∆，所以原边匝数： 5.9107525.0101284.05736=⨯⨯⨯⨯⨯=
-Np （3-14） 变压器的匝数比： 1
124.041(min)max +⨯=+==fwd V Vo D Vin Ns Np n =1.26154 （3-15） 所以副边匝数： 53.726154
.15.9===n N N p
s （3-16） 由于匝数是整数，所以取Ns 为8匝，重新核算原边匝数Np ：Np=Ns ⨯n=10.09,所以取Np 为11匝。

重新核算实际的占空比，由电路一个周期内，通过电感的电流代数和为零得： ()()T D V V T D Vo V V Np Ns fwd o fwd in max max 1-+=⎪⎪⎭
⎫ ⎝⎛--（3-17） 其中，fwd V 为二极管的压降
∴Dmax=0.436<0.5，满足要求。

4.原边线径Dp
由于温升30ºC 时，
22125.0/08.4/5.4mm A mm A Ap J ==- （3-18）
所以可以选择J=4.00A/mm 2。

原边电流有效值：
A D I Np
Ns I on prms 4.2max == （3-19） 所以原边横截面积： 26.0mm J I Ap prms ==
（3-20）
所以原边线径：
mm Ap Ds 8743.04==π （3-21）
而集肤效应的集肤为：
mm f 2738.0107575
75
3=⨯==δ （3-22）
且D>2δ，所以要考虑集肤效应。

可以选择多股并绕，所以选择线径为0.53mm 的铜线，由于7.253.08743.02
=⎪⎭
⎫ ⎝⎛，即原边采用线径为0.53的铜线3股并绕。

5.副边线径Ds
副边的电流有效值： A D I I on srms 30.3max == （3-23）
所以副边的横截面积：
2825.0mm J
I As srms == （3-24） 因此副边的线径： mm As
Ds 0252.14==π （3-25）
由于线径很大，所以要考虑集肤效应，可以也选择线径为0.53mm 的铜线，由于7.353.00252.12
=⎪⎭
⎫ ⎝⎛，即副边采用线径为0.53mm 的铜线4股并绕。

6.磁复位绕组
磁复位绕组绕组取与原边相同的匝数，即11匝，可以取线径为0.33mm 的铜线，而且要与原边并绕，这样耦合系数接近1。

综上本次主电路中的变压器参数为：原边为11匝，采用线径为0.53的铜线3股并绕；副边为8匝，采用线径为0.53mm 的铜线4股并绕；磁复位为11匝，采用线径为0.33mm 的铜线，图3-2是实际制作完成的变压器。

图3-2 实际制作完成的变压器
3.3.2 主电路中电感的设计
电感量L 也称作自感系数,是表示电感组件自感应能力的一种物理量.当通过一个线圈磁通(即通过某一面积的磁力线数)发生变化时,线圈中便会产生电势,这是电磁感应现象.所产生的电势称感应电势,电势大小正比于磁通变化的速度
和线圈匝数.当线圈中通过变化的电流时,线圈产生的磁通也要变化,磁通掠过线圈,线圈两端便产生感应电势,这便是自感应现象,自感电势的方向总是阻止电流变化的,犹如线圈具有惯性,这种电磁惯性的大小就用电感量L 来表示.L 的大小与线圈匝数,尺寸和导磁材料均有关,采用硅钢片或铁氧体作线圈铁芯,可以较小的匝数得到较大的电感量.L 的基本单位为H(亨)实际用得较多的单位为mH(毫亨)和uH(微亨) 1H=103mH=106uH 。

1.电感的感值
本次设计选择的频率f=75KHZ ，取临界连续时，on oc I I %10≤，所以
()()T D V V DT Vo V V Np Ns fwd o fwd in -+=⎪⎪⎭
⎫ ⎝⎛--1 ∴in fwd o s p V V V N N D +∙=
（3-26） ∴304.0(max)min =∙+=s p in fwd
o N N V V V D ，而Dmax=0.436，所以变换器工作在连续区。

而临界连续时，电感的电流： ()D Lf
V V i I fwd o L oc -+=∆=12121 ∴()()H f I D V V L oc fwd o l μ9.1181.021min (max)=⨯-+=
（3-27）
所以取L=119H μ。

2.电感的线径 流过电感的电流有效值：A I lrms 5≈,而J=4A/mm 2
所以电感线圈的横截面积：
28.0mm J I A lrms L ==
（3-28） 线径: mm A D L L 010.14==π,由于要考虑集肤效应，所以仍然采用0.53mm 的铜线绕制，由于63.353.0010.12=⎪⎭
⎫ ⎝⎛，所以采用4股并绕。

3.电感的匝数N L
流过电感的峰值电流：
(max)(max)2
1L on lpk i I i ∆+= （3-28） A 5.5=
由电磁感应得： dt
AedB N dt di L E L L == ∴AedB Ldi N L L =
AeBm Li Lpk = （3-29） 4.2025
.01285.5119=⨯⨯=
所以取21匝。

4.选磁芯 磁芯材料仍然选用PC40，按照变压器的匝数和线径，骨架采用EE40仍然满足条件。

综上，电感为21匝，采用0.53mm 的铜线4股并绕。

3.3.3 主电路中MOS 管的选择
MOSFET 功率开关管具有输入阻抗极高、通态电阻低、开关速度快、耐压高、成本低廉等优点，是一种极有发展前途的新型MOSFET 功率器件。

MOSFET 功率开关管是三端电压控制型开关器件，属于绝缘栅型场效应管，而双极型晶体管是三端电流控制型开关器件。

在开关电源的电路中，MOSFET 功率开关管的使用与双极型晶体管相似，当栅极有驱动电压时，MOSFET 功率开关管完全导通，驱动电压需要满足尽可能的减小导通压降的要求。

当栅极没有驱动电压时，MOSFET 功率开关管关断，此时，MOSFET 开关管承受输入电压或其数值的几倍。

MOSFET 功率开关管的主要特点是在沟道与金属栅极之间存在一层二氧化硅的绝缘层，因此它具有相当高的输入电阻，其值最高时可达Ω510。

它可以分为N 沟道管和P 沟道管两种类型。

通常情况一下，将衬底(即基板)与源极S 连接在一起。

依据导电方式的不同，MOSFET 又可以分为增强型与耗尽型两种类型。

增强型MOSFET 管应当满足的条件是当U GS =0的时候，管子呈截止状态，加上正确的U Gs ，即对于N 沟道管来说，要求
0>GS U ，对于P 沟道管来说，要求0<GS U ，此时多数载流子就被吸引到栅极，从而也就“增强”了该区域的载流子，也就形成了导电的沟道。

对于耗尽型MOSFET 管来说，应满足的条件是当0=GS U 的时候即形成沟道，加上正确的GS U (对于N 沟道管要求0<GS U )，此时能够使多数载流子流出沟道，也即是“耗尽”了载流子，从而使管子转向截止。

MOSFET 管的三端引脚分别称为漏极（D ）、栅极(G)与源极(S)，分别对应于双极型晶体管中的集电极、基极与发射极。

通常情况下，MOSFET 功率开关管采用N 沟道，这主要是因为在同样的情形下，N 沟道管的通态电阻要比P 沟道管的通态电阻小，且开关速度比P 沟道管快。

在使
用时，可以将MOSFET 的源极和漏极互换，这是因为二者是对称的。

对于N 沟道的MOSFET 管来说，只要在栅极和源极(漏极)之间加上正向的电压，它就可以双向导通，因此，MOSFET 管可以用在同步整流的电路中。

一般情况下，MOSFET 功率开关管的工作电流从几安培到几百安培，输出功率更是从几十瓦到几千瓦，而开关频率可以达到几百千赫兹到1MHz 以上。

因此，在目前的中、小功率的开关电源中，大都使用MOSFET 作为开关电源的功率开关管。

本次设计的开关管采用N 沟道增强型MOS 管[18]。

流过MOS 管的电流为：
spk p s DS I N N I =(max)A I N N Lpk p s 0.45.511
8=⨯== (3-30) 对电路进行分析后知道MOS 管漏源极电压为：
V V V V in DS 1145722(max)(max)=⨯== (3-31) 所以选择IRF640（18A/200V ）。

3.3.4 主电路中二极管的选择
二极管是最为简单又是十分重要的一种电力电子器件，在开关电源的输入整流电路、逆变电路、输出高频整流电路以及缓冲电路中均有使用。

开关电源中应用的二极管除电压、电流等参数与电子电路中的二极管有较大差别外，其基本结构和工作原理是相同的，在这里不再具体介绍了。

1.整流二极管
流过二极管的峰值电流：
A I I Lpk D 5.5(max)== (3-32)
二极管两端的电压：
V V V N N V in m s kA 45.415711
8(max)=⨯== (3-33) 2.续流二极管
流过二极管的峰值电流：A I I Lpk D 5.5(max)== 二极管两端的电压：V V V N N V in m s kA 45.415711
8(max)=⨯== 所以整流和续流二极管采用共阴极结构的MBR20100（20A/100V ）（两个二极管集合在一起的芯片），图3-3即为MBR20100的实物图。

图3-3 MBR20100的实物图
3.磁复位中的二极管
流过二极管的电流：
A A I N N I Lpk P s D 0.45.511
8(max)=⨯== (3-34) 有效值： A D I i D rms s 73.13
564.00.431max (max))(==-= (3-35) 输入电压Vin=57V 。

所以选择MUR460（600V/4A ）。

3.4 输出滤波电路
滤波电容在开关电源中起着非常重要的作用，如何正确的计算和选择输出滤波电容，是设计开关电源中需要解决的关键问题。

有前面计算的电感量L=119H μ，流经电感的电流L I ∆如图3-4所示。

()max max 0min 2ON F L T L
V V V I ⨯+-=∆ (3-36) 输出电流Io
T
L
图3-4 流过电感的电流波形
这里选L I ∆为输出电流o I 的10%～30%，从电感的外形尺寸、成本、过渡 响应等方面考虑，此值比较适合。

因此，按L I ∆为o I 的20%进行计算[11]
A I I o L 12.052.0=⨯=⨯=∆ (3-37)
输出电容大小主要由输出纹波电压抑制为几mV 而确定。

输出纹波电压r V ∆由L I ∆以及输出电容的等效串联电阻ESR 确定，但输出纹波一般为输出电压0.3%～0.5%
mV V V V o r 12100
1.0==∆ (3-38) ESR I V L r ⨯∆=∆ (3-39) 所以，Ω=∆∆=m I V ESR L
r 12，即工作频率为85KHZ ，需要使用ESR 值为12Ωm 以下的电容。

还可以用另一种办法求解输出流波电容器，因为纹波电压 Cf
D I C DT I C Q V o o o ==∆=∆ ∴ f
V D I C o o ∆= (3-40) 因此 F HZ V f V D I C o o oN μ7.21310
8501.0436.0501.03max =⨯⨯⨯⨯=≥，结合实际选择470V F 25/μ的电容。

3.5 反馈电路及控制电路
3.5.1芯片选择
反馈电路和控制电路需要用到一些芯片，所以在设计反馈和控制电路前需要对他们进行介绍。

1． PWM 控制芯片UC3844介绍
UC3844芯片是美国Unitrode 公司（已被TI 公司收购）生产的高性能电流型脉宽调制器（PWM ）控制器。

早期的PWM 控制器是电压控制性的，常用的电压型PWM 控制器由TL494、TL495、SG3525、SG3524等。

电压型PWM 是指控制器按照反馈电压来调节输出脉宽的，电流型PWM 是指控制器按反馈电流来调节输出脉宽。

电流型PWM 是在脉宽比较器的输入端，直接用流过输出电感线圈电流的信号与误差放大器输出信号进行比较，从而调节占空比，使输出的电感峰值电流跟随误差电压变化而变化。

由于结构上有电压环、电流环双环系统，因此，无论开关电源的电压调整率、负载调整率和瞬态响应特性都有提高，是目前比较理想的新型PWM 控制器。

UC3844是高性能固定频率电流模式控制器专为离线和直流至直流变换器应用而设计，为设计人员提供只需最少外部元件就能获得成本效益高的解决方案。

这些集成电路具有可微调的振荡器、能进行精确的占空比控制、温度补偿的参考、高增益误差放大器。

电流取样比较器和大电流图腾柱式输出，是驱动功率MOSFET 的理想器件。

其它的保护特性包括输入和参考欠压锁定，各有滞后、逐周电流限制、
可编程输出静区时间和单个脉冲测量锁存。

这些器件可提供8脚双列直插塑料封装和14脚塑料表面贴装封装（SO-14）。

SO-14封装的图腾柱式输出级有单独的电源和接地管脚。

其是专门设计用于离线和直流到直流交换器应用的高性能，固定频率，电流模式控制器。

为设计者提供使用最少外部元件的高性能价格比的解决方案。

UC3844 有16V （通）和10 伏（断）低压锁定门限，十分适合于离线变换器[19]。

其特点有：自动前馈补偿、锁存脉宽调制，可逐周限流、锁存脉宽调制，可逐周限流、内部微调的参考电压，带欠压锁定、大电流图腾柱输出、欠压锁定，带滞后、低启动和工作电流、直接与安森美半导体的SENSEFET 产品接口、电流模式工作到500KHZ 、输出静区时间从50%到70%可调。

UC3844是电流型单端输出式PWM ，其最大占空比为0.5，启动电压16V ，具有过压保护和欠压锁定功能。

当工作电压大于34V 时，稳压管稳压，使内部电路小于34V 电压下可靠工作；当输入电压低于10V 时，芯片被锁定，控制器停止工作。

其内部框图3-5和引脚图如图3-6所示
）
8）电源地
R 4Vref 8（14
图3-5 芯片UC3844的内部框图
补偿电压反馈电流取样R T/C T
Vref
Vcc
输出
地（俯视图）
管脚连接图
（a）芯片的实物图（8管脚）
补偿
空脚电压反馈
空脚电流取样
空脚
R T/C T
Vref
空脚
Vcc
Vc
输出
地
电源地（俯视图）
（b）芯片的实物图（14管脚）
图3-6 芯片UC3844的引脚图
在图3-5中，反馈电压和2.5V 基准电压之差，经误差放大器E/A 放大后作为门限电压，与反馈电流经采样后的电压，一起送到电流感应比较器。

当电流取样电压超过门限电压后，比较器输出高电平触发RS 触发器，然后经或非门输出低电平，关断功率管，并保持这种状态直至振荡器输出脉冲到触发器和或非门为止。

这段时间的长短由振荡器输出脉冲宽度决定。

PWM 信号的上升沿由振荡器决定，下降沿由功率开关管电流和输出电压共同决定。

反转触发器限制PWM 的占空比调节范围在0～50%之内.UC3844的振荡工作频率由引脚4与引脚8之间所接定时电阻RT 、引脚4与地之间所接定时电容C T 设定。

计算公式
为:T T T T C R C
R T f 72.155.01===。

引脚2 是电压反馈端，将取样电压加至E/A 误差放大器的反相输入端，与同向输入端的2.5V 基准电压进行比较产生误差电压。

利用内部E/A 误差放大器可以构成电压环。

引脚3 是电流反馈端电流取样电压由引脚3 输入到电流比较器。

当引脚3 电压大于1V 时输出关闭。

利用引脚3 和电流比较器可以构成电流环。

引脚1是补偿端，外接阻容元件以补偿误差放大器的频率特性。

引脚8为5V 基准电压，带载能力50mA 。

引脚6为推挽输出端，有拉灌电流的能力。

引脚5为公共端。

引脚7为集成块工作电源端，电压范围为8V ～12V 。

UC3844的输出级为图腾式电路，与SG3525的一端完全相同。

输出平均电流值为mA 200±，最大峰值电流A 1±，可直接驱动功率管。

由于峰值电流自限，可以不要串入限流电阻。

对于电流型控制芯片UC3844，使输出驱动信号关断的方法有两种：一种是将引脚1的电压降到1V 以下，另一种是将引脚3的电压升至1V 以上。

这两种方法都是使电流比较器输出高电平，PWM 锁存器复位，关闭输出端，直至下一个时钟将PWM 锁存器置位为止。

根据这一原理可以控制引脚1、3电压的变化，实现各种必要的保护。

而辅助电源（反激）用的芯片UC3843其实和UC3844几乎一样，只是UC3844的管脚6输出的频率是振荡器频率的一半，UC3843的是一样的，所以UC3843不再做介绍。

2．光耦合器PC817
光耦合器也称为光电耦合器或者光隔离器，简称光耦，它是以光为媒介来传输电信号的器件，通常是把发光器件(红外发光二极管LED)与受光器(光敏三极管)封装在同一个管壳里面，当输入侧加上电信号时，发光器发出光线，而受光器在接收光线之后就产生光电流，从输出端流出，从而实现了“电一光一电”的转换。

光耦合器的主要优点是单向传输信号，输入端与输出端完全实现了电气的隔离，传输距离远，抗干扰能力强，使用寿命长，传输效率高等。

在光耦合器中，电流传输比是其中的一个重要的参数，通常情况下，它是用直流传输比来表示的，当输出电压保持恒定的时候，它等于直流输出电流Ic 与直流输入电流F I 的百分比，此时有公式:
%100⨯=
F
c
I I CTR (3-41)
一般情形下，采用一只光敏三极管的光耦合器，CTR 的范围大多是20%一300%。

在光耦反馈式开关电源中经常采用的线性光耦合器是PC817A, CNY17-2和MOC8101，本次设计采用的是PC817. 3．反馈回路中的TL431
开关电源的稳压反馈通常都使用TL431和PC817，德州仪器公司（TI ）生产的TL431是一个有良好的热稳定性能的三端可调分流基准源。

他的输出电压用两个电阻就可以任意的设置到从Verf （2.5V ）到36V 范围内的任何值。

该器件的典型动态阻抗为0.2Ω，在很多应用中用它代替齐纳二极管，例如，数字电压表，运放电路，可调压电源，开关电源等。

TL431是一种并联稳压集成电路。

因其性能好、价格低，因此广泛应用在各种电源电路中，其内部结构图如图3-7
图3-7 TL431的内部结构图
REF
ANODE
CATHODE
Cathode Reference (R)
ANODE (A)
图3-8 L431的内部线路图和示意图
由图3-8可以看到，VI 是一个内部的2.5V 基准电压源，接在运放的反相输入端。

由运放的特性可知，只有当REF 端（同名端）的电压非常接近VI （2.5V ）时，三级管中才会有一个稳定的非饱和电流通过，而且随着REF 端电压的微笑变化，
通过三极管的电流将从1到100mA 变化。

3.5.2 电路设计
正激电源实现的是输出电压的稳定，采用电压闭环负反馈使电压达到稳定输出，原理图如图3-9所示。

图3-9 反馈电路及控制电路
其工作原理是：当负载的改变引起输出电压VOUT 的微小、缓慢变化，该变化通过由R5、R26组成的电阻分压采样网络检测，输入到TL431的R 端（同名端），与TL431的参考电压基准VI （2.5V ）进行比较，从而使运算放大器的输出相对缓慢变化的电压随之改变，并使三极管的电流变化，从而使光耦合器中的发光器件(红外发光二极管LED)的发光程度改变，进而影响受光器(光敏三极管)的电流发生变化，而光敏三极管中电流的变化了，那么UC3844芯片中的1管脚的电流也将相应地发生变化，从而影响6管脚的输出得控制MOS 管开通与关断的波形，从而改变了电路的占空比，进而调节输出电压出现的波动，使输出电压保持了恒定[20]。

1．反馈电路中R5和R26的选择
由于TL431芯片的1脚电压为2.5V ，所以令R26=4.7K ，
5
262612
5.2R R R +=
(3-42) ∴Ω=K R 86.175 所以取Ω=K R 185。

重算：
5
26265
.2R R V R o +=
∴V V o 07.12=，满足条件。

2．输出限流保护电阻R4
在实际电路中，当输出电路一不小心发生短路或者输入电流过大时，其输入端和输出端的电流都会瞬间变得很大，这样会烧坏很多元器件，整个短路也会烧坏，而且还会产生危险，所以要设计限流保护，以防止输出电流过大。

保护动作电流设为:
1.5A A I ppk 0.60.45.1=⨯= (3-43) ∴Ω=Ω==
167.00
.61
5.114ppk I R (3-44)
由于没有0.167Ω的电阻，所以根据实际选择W 1/1.0Ω的电阻。

第四章 辅助电源的设计
本次设计的辅助电源的主电路采用反激式拓扑，反激采用的芯片是UC3843，其结构框图和正激电路差不多，详细的见第三章，本章主要介绍正激电路设计中没有牵涉到反激的地方。

4.1 开关频率的选择
辅助电源（反激）采用的芯片是UC3843，而这里UC3843的振荡器选择R T =R 10=10k Ω,C T =C 10=2220PF ，则
KHZ C R f T T osc 8.8110
2.210108
.18.19
3=⨯⨯⨯=
- (4-1) 取82KHZ
所以6脚的输出频率为：
KHZ f f osc 82== (4-2)
4.2 主电路中变压器的设计
反激的变压器与正激的功能不太一样，反激的变压器除了起到变压的作用外，还具有储能元件的作用，相当于耦合电感的作用。

在反激式开关电源中，高频变压器是极其重要的部件，它主要起到存储能量、传递能量的作用。

高频变压器设计的好与坏不仅仅直接影响到变压器本身的发热和效率，同时也影响到整个所设计的开关电源的可靠性与技术性能，同时，反激式开关电源主电路的许多参数的选择都依赖于所设计的高频变压器的参数[21]。

在反激式开关电源中，高频变压器实际上相当于一只储能电感，它的储能的大小直接影响到开关电源的输出功率。

当反激式开关电源的高频变压器工作的时候，它的磁化过程是沿局部的磁滞回线进行的，且磁心的损耗比双向变化的时候要小，通常情况下只有双向变化时的%40~%30。

它的磁感应强度的变化量是r m B B B -=∆，从此式可以看出B ∆既
要受到m B 的限制，也要受到r B 的限制。

在特定材料的磁心中，m B 是固定不变的，但是可以通过增大气隙的办法来降低Br ，以达到增大磁通密度B ∆的变化量。

在气隙增加了以后，励磁电流会有所增加，但是磁心反而更不容易产生磁饱和，从而也就增加了变压器存储的能量，以便于提高所设计开关电源的输出功率。

所以，反激式开关电源的高频变压器的设计实际上相当于是功率电感器的设计，需要计算初级的电感量p L 、选择磁心的尺寸、、计算一次侧匝数、计算气隙长度g L 等几个步骤。

1.感值的选择
仍令Dmax=0.4，而芯片UC3843的占空比大于0.5，所以会满足条件的。

如图4.2.2所示，G V 为MOS 管的驱动波形，p i 为输入波形，其平均值为in I ，而p p k i 为输入的峰值电压；所以在一个周期内，in I 为p I 的平均值。

∴(min)
`max 21
in oN o ppk
in V I V T Ti D I η==
(4-3) V
i V
图4-1 反激的主要波形图
所以电感电流的峰值：
(min)
`
max 2in oN
o ppk V D I V i η=
(4-4) A A 22.141
85.04.05
.0172=⨯⨯⨯⨯=
又由p i 的波形得：
p
in ppk L T
D V i max (min)=
(4-5)
∴f
i D V L ppk in p max
(min)=
(4-6)
H μ9.16310
8222.14
.0413
=⨯⨯⨯=
，取164H μ 2.材料和型号的选择
材料仍然采用PC40，有Ap 值得公式得：
4143
.1`1.11cm BfK Pin Ap ⎪
⎪⎭
⎫ ⎝⎛∆= (4-7)
∴4143
.13
0154.0114.01015025.085.05.81.11cm Ap =⎪⎪⎪⎭
⎫ ⎝⎛⨯⨯⨯⨯=
选用型号EE25，其Ap=AwAe=0.403×0.4254cm =0.1712440154.0cm cm >，所以够用。

3．原边和副边匝数
由于变压器磁芯采用的材料仍然为PC40.所以T B B m 2.06.0≈∆=∆，而且仍令Dmax=0.4，原边匝数为： 8.2410822.0103.404
.0573
6=⨯⨯⨯⨯⨯=
-Np 匝，
有电路图得：
()()T D V V T D V N N fwd o in p
s
max max (min)1-+= 所以变压器的匝数比：
()()
max max
(min)1D V V
D V N N n fwd o
in s
p -+=
=
(4-8)
5185.1=
所以副边匝数：33.165185
.18
.24==
=
n N N p s ，取17匝。

重新求原边的匝数：8.25=∙=s p N n N , 取26匝。

4.辅助绕组
由于反激的输入电压为DC41V ～DC51V,而输出电压为DC17V ，而芯片UC3843的供电电压为12V ，所以芯片不能直接从输入端和输出端取电，需要一个辅助绕组为提供Svcc=13V 的电压为芯片供电。