变压器的设计实例
(整理)变压器设计s实例
第三章 变压器设计RCC 变换器的核心设计就是开关变压器的设计，许多书上都有介绍，但是不太实际，讲得比较繁琐和抽象，此章我也会先讲理论，再讲如何简化开关变压器的设计，使设计更贴近现实。
第一节 开关变压器的设计理论下面我们以输出功率为5瓦以下的开关电源为例，讲解一下开关变压器的设计。
1 电气要求：1． 输入电压：AC 90-264V/50-60HZ2． 输出电压：5±0.2 V3． 输出电流：1A2 设计流程介绍：2.1 线路图如下：说明：W1，W3是做屏蔽用的，对EMI 有作用；Np 是初级线圈(主线圈)；Nb 是辅助线圈；Ns 次级线圈（二次侧圈数）。
2.2 变压器计算:2.2.1 变压器的参数说明:依据变压器计算公式Gauss x Aex Np Ip x Lp B 100(max ) ➢ B(max) = 铁心饱合的磁通密度(Gauss)➢ Lp = 一次侧电感值(uH)➢ Ip = 一次侧峰值电流(A)➢ Np = 一次侧(主线圈)圈数➢ Ae = 铁心截面积(cm 2)➢B(max) 依铁心的材质及本身的温度来决定，以浙江东磁公司的DMR40为例，100℃时的B(max)为4000 Gauss ，设计时应考虑零件误差，所以一般取3000~3600 Gauss 之间，若所设计的power 为Adapter(有外壳)则应取3000 Gauss 左右，以避免铁心因高温而饱合，一般而言铁心的尺寸越大，Ae 越高，所以可以做较大瓦数的Power 。
2.2.2 决定占空比:由以下公式可决定占空比 ，占空比的设计一般以50%为基准，占空比若超过50%易导致振荡的发生。
xD Vin D x V Vo Np Ns D (min))1()(-+= ➢ N S = 二次侧圈数➢ N P = 一次侧圈数➢ V o = 输出电压➢ V D = 二极管顺向电压➢ Vin(min) = 滤波电容上的最小电压值 ➢ D =占空比 2.2.3 决定Pout ，Ip ，Lp ，Nps ，Np ，Ns 值: Pout=V2 x Iout x 120% V2=V out + Vd + Vt ηx D x Vin Pout p I (min)1= 因为I1p 是峰峰值，如下图：所以 611p I prms I = Lp=T x Pout x Ton x Ton x Vin x Vin 2η 简化后 Lp=prms I Ton x Vin 1 =Nps xD Vin D x V Vo D (min))1()(-+ 610max Ae 11x B x p L x prms I x Nps Ns >= ➢ Ip = 一次侧峰值电流 ➢ I1p = 一次侧尖峰电流值 ➢ Pout = 输出瓦数 ➢ Vd=开关二级关的正向压降一般为0.55V ➢ Vt=输出滤波线圈的压降，一般取0.2V ➢ =η开关变压器的转换效率 ➢ =f PWM 震荡频率➢ Nps 次级与初级的匝比 ➢ Np 初级线圈圈数，Ns 次级线圈圈数 2.2.4 决定变压器线径及线数: 当变压器决定后，变压器的Bobbin 即可决定，依据Bobbin 的槽宽，可决定变压器的线径及线数，亦可计算出线径的电流密度，电流密度一般以6A/mm 2为参考，电流密度对变压器的设计而言，只能当做参考值，最终应以温升记录为准。
反激变压器设计实例
I2 SRMS
− IO2
= 1.3( A)
副边交流电损耗： Pac2 = I ac22 * Rac2 = 0.073(W )
副边绕组线圈总损耗： P2 = Pdc2 + Pac2 = 0.113(W )
总的线圈损耗： Pw = P1 + P2 = 0.153(W ) 2）磁芯损耗：
峰值磁通密度摆幅： ∆B = BMAX K RP = 0.1(T ) 2
原边交流电流分量有效值： Iac1 =
I2 RMS
− I AVG 2
= 0.107( A)
原边交流电损耗： Pac1 = I ac12 * Rac1 = 0.0229(W )
原边绕组线圈总损耗： P1 = Pdc1 + Pac1 = 0.04(W )
副边直流电阻： Rdc2 = ρ * l = 0.04(Ω) A
7
5
原边导线厚度与集肤深度的比值： Q = 0.83d d / s = 0.5678 ∆
d为原边漆包线直径0.23mm，s为导线中心距0.27mm， ∆ 为集肤深度0.31mm。 原边交流电阻与直流电阻比：由于原边采用包绕法，故原边绕组层数可按两层考虑，根据上
式所求的Q值，查得 Fr = Rac1/ Rdc1 ≈ 1 。 原边交流电阻： Rac1 = Rdc1× Fr = 1.993(Ω)
选择磁芯材料为铁氧体，PC40。
4、选择磁芯的形状和尺寸：
在这里用面积乘积公式粗选变压器的磁芯形状和尺寸。具体公式如下：
反激变压器工作在第一象限，最高磁密应留有余度，故选取BMAX=0.3T，反激变压器的系数 K1=0.0085（K1是反激变压器在自然冷却的情况下，电流密度取420A/cm2时的经验值。）
单端反激式开关电源变压器的设计
· ５９ ·研制开发单端反激式开关电源变压器的设计顾伟康（国网浙江省电力有限公司 湖州供电公司，浙江文章针对开关电源变压器设计中存在公式繁多，参数计算困难等问题，提出了一种简单实用的设计方法。
该方法统一了变压器工作在电流连续模式和断续模式下的计算公式，有效解决了原边电感值、线圈匝数、线径、磁芯大小等参数的设计，降低了设计难度，提高了设计效率，并给出了设计实例。
开关电源；反激式变压器；参数Design of Single-Ended Flyback Transformers in Switching Power SupplyGU WeikangHuzhou Power Supply Company of State Grid Zhejiang Electric Power Co.The paper puts forward a simple and practical design method for there are many issues such as various parameter calculation difficulty in switching power supply transformer. This method unified the formulas of current continuous mode and current discontinuous mode ，effectively solved the original side inductance value core size and so on ，reduced the design difficulty 图1 单端反激式变压器原理图2 单端反激式变压器的设计单端反激式变压器设计流程图如图2所示。
根据下面步骤设计合适的变压器。
2.1 确定系统要求V acmax ，V acmin ，U max ，U min ，V o ，P o ，η等参数值的确定。
反激变压器计算实例
技术要求:输入电压Vin:９０－253Vac输出电压Vo:27、６V输出电流Io:６A输出功率Ｐo:１６6W效率η:０、85输入功率Pin:195W一、输入滤波电容计算过程:上图为整流后滤波电容上电压波形,在最低输入电压下,如果我们想在滤波电容上得到得电压Vdｃ为115Ｖ,则从上图可以得到:Vｐｋ=9０*1.４１4=1２7ＶVmin=Vdｃ—(Vpk—Vｄc)＝10３V将电源模块等效为一个电阻负载得话,相当于在T3时间内电容对恒定功率负载进行放电,电容电压降低(Vpｋ—Vmin)V。
Idc＊Ｔ３＝C*△V其中:△Ｖ＝Vpk—Vmin＝127－1０3＝24V关键部分在Ｔ3得计算,T3＝t1+t2,t1为半个波头,时间比较好算,对于50Hｚ得交流来说,t １=5mS,然后就就是计算t２,其实t２也很好计算,我们知道交流输入电压得公式为Vx＝Vpksinθx,根据已知条件,Vx=1０3Ｖ,Ｖpk=１27V,可以得到θｘ＝54度,所以ｔ2=54＊1０ｍｓ／1８0=３mＳ, Ｔ3＝t１+t2＝8mS。
Ｃ=1.7＊８/２4=0、57mF=５70uＦ二、变压器得设计过程变压器得设计分别按照DCＭ、ＣCM、ＱR两种方式进行计算,其实QR也就是DCM得一种,不同得地方在于QＲ得工作频率就是随着输入电压输出功率得变化而变化得。
对于变压器磁芯得选择,比较常用得方法就就是AP法,但经过多次具体设计及根据公司常用型号结合,一般可以直接选择磁芯,象这个功率等级得反激,选择PＱ３53５得磁芯即可、磁芯得参数如下:ＡE=1９０mm２,AL＝４300nH,Bmax≥0。
32T１)DＣM变压器设计过程:开关频率选择80K,最大占空比选择０.4８,全范围DCＭ,则在最低输入电压Vｄc下,占空比最大,电路工作在BCM状态,根据伏秒平衡,可以得到以下公式,Vｄc*Dｍax＝Vｏr＊(1-Ｄmax),从而计算反射电压为Vｏr=9５V匝比ｎ＝Ｖｏｒ/(Vo＋Vｆ)=3、３2 Vｆ为整流二极管压降计算初级匝数计算副边匝数Ns＝Ｎｐ／n=6。
变压器典型的计算实例
变压器典型的计算实例1. 变压器在制造时，一次侧线圈匝数较原设计时少，试分析对变压器铁心饱和程度、激磁电流、激磁电抗、铁损、变比等有何影响？ 答：根据1114.44m U E fN φ≈=可知, 114.44m U fN φ=,因此,一次绕组匝数减少,主磁通m φ将增加，磁密mm B Sφ=，因S 不变，m B 将随m φ的增加而增加，铁心饱和程度增加，磁导率μ下降。
因为磁阻m lR Sμ=，所以磁阻增大。
根据磁路欧姆定律01m m I N R φ=，当线圈匝数减少时，励磁电流增大。
又由于铁心损耗2 1.3Fe m p B f ∝，所以铁心损耗增加。
励磁阻抗减小，原因如下：电感211010m mmN N i N L i i R R ψ⨯===, 激磁电抗212m m mN x L fR ωπ==,因为磁阻m R 增大，匝数1N 减少，所以励磁电抗减小。
设减少匝数前后匝数分别为1N 、'1N ，磁通分别为m φ、'm φ，磁密分别为m B 、'm B ，电流分别为0I 、'0I ，磁阻分别为m R 、'm R ，铁心损耗分别为F e p ，'F e p 。
根据以上讨论再设，'11(1)m m k k φφ=>，同理，'11(1)m m B k B k =>， '22(1)m m R k R k =>，'1313(1)N k N k =<，于是'''121200'1313m mm mR k k R k k I I N k N k φφ===。
又由于2 1.3Fe m p B f∝， 且20(F e m m p I r r =是励磁电阻，不是磁阻m R ），所以''2'2'0220Fe m m Femmp B I r p B I r ==，即22'212123m mk k r k k r =，于是，2'2231m mk r k r =，因21k >，31k <，故'm m r r <，显然， 励磁电阻减小。
变压器常用数据计算实例
变压器常用数据计算实例例一：单相变压器一次、二次侧额定电流的计算方法某单相电力变压器的额定容量为S N ＝，一、二次侧额定线电压分别为10KV 及，求一、二次侧额定电流。
解：单相变压器的额定容量与额定电压和额定电流之间的关系为：S N ＝U 1N I 1N 或S N ＝U 2N I 2N 所以：一次侧的额定电流为：25（A）101010250U S I 331N N 1N =⨯⨯== 二次侧的额定电流为：625（A）100.410250U S I 332N N 2N =⨯⨯== 例二：三相变压器一次、二次侧额定电流的计算方法某三相电力变压器的额定容量为S N ＝，一、二次侧额定线电压分别为10KV 及，采用Yd 连结，试求一、二次侧额定电流。
解：三相变压器的额定容量与额定线电压和额定线电流之间的关系是：2N 2N N 1N 1N N I U 3或S I U 3S ==因此：一次侧的额定电流为：28.87（A）1010310500U 3S I 331N N 1N =⨯⨯⨯==二次侧的额定电流为：45.82（A）106.3310500U 3S I 332N N 2N =⨯⨯⨯== 例三：变压器一次、二次侧绕组匝数的计算方法有一台的三相电力变压器，一次、二次侧的额定相电压分别为（V）3400（V）和U 3U 2N 100001N ==，铁芯柱的截面积A ＝0.016m ²。
求当铁芯柱的最大磁通密度B m ＝时，试求一次、二次侧绕组的匝数，（电网电压频率为50 hz ）。
解：铁芯内的主磁通量为：m＝B m A ＝×＝一次侧线圈绕组匝数为：()匝11260.0231504.443100004.44f Φ3U N m 1N 1≈⨯⨯⨯=⨯电压比为：253400310000U U K 2N 1N ===二次侧线圈绕组匝数为：()匝45251126K N N 12===例四：单相变压器空载电压的计算方法如图是一台单相变压器的示意图，各绕组的绕向及匝数如图所示。
反激变压器设计实例(一)
反激变压器设计实例（一）目录1.导论 (2)2.磁芯参数和气隙的影响 (2)2.1 AC极化 (3)2.2 AC条件中的气隙影响 (3)2.3 DC条件中的气隙影响 (3)3. 110W反激变压器设计例子 (4)3.1 步骤1，选择磁芯尺寸 (4)3.2 步骤2，选择导通时间 (6)3.3 步骤3，变换器最小DC输入电压的计算 (6)3.4 步骤4，选择工作便宜磁通密度 (6)3.5 步骤5，计算最小原边匝数 (7)3.6 步骤6，计算副边匝数 (7)3.7 步骤7，计算附加匝数 (8)3.8 步骤8，确定磁芯气隙尺寸 (8)3.9 步骤9，磁芯气隙尺寸（实用方法） (9)3.10 步骤10，计算气隙 (9)3.11 步骤11，检验磁芯磁通密度和饱和裕度 (10)4 反激变压器饱和及暂态影响 (11)1.导论由于反激变换器变压器综合了许多功能（储存能量、电隔离、限流电感），并且还常常支持相当大的直流电流成分，故比直接传递能量的正激推挽变压器的设计困难得多、以下变压器设计例子中没选择过程使用反复迭代方法，无论设计从哪里开始没开始时须有大量近似的计算。
没有经验工程师的问题是要得到对控制因数的掌握。
特别的，磁芯大小、原边电感的选择、气隙的作用、原边匝数的选择以及磁芯内交流和直流电流（磁通）成分的相互作用常常给反激变压器设计带来挑战。
为使设计者对控制因数有好的感觉，下面的设计由检查磁芯材料的特性和气隙的影响开始，然后检查交流和直流磁芯极化条件，最后给出100W变压器的完整设计。
2.磁芯参数和气隙的影响图1表示一个铁氧体变压器在带有和不带气隙时典型的B/H（磁滞回归线）环。
注意到虽然B/H环的磁导率（斜率）随气隙的长度变化，但磁芯和气隙结合后的饱和磁通密度保持不变。
进一步，在有气隙的情况下，磁场强度H越大，剩磁通密度B r越低。
这些变化对反激变压器非常有用。
图1.不同情况下磁芯的磁滞回归曲线图2只表示了反激变压器使用的磁滞回环的前四分之一，也表示了磁芯中引入气隙所产生的影响。
开关电源变压器 实例
开关电源变压器实例
开关电源变压器实例如下：
以输入电压为85~264V，频率为50/60HZ，输出电压为12VDC，输出电
流为5A的单端反激式开关电源为例。
1. 高频变压器的设计：首先选择适当的磁芯大小。
通常根据输出功率，查找磁芯厂商的资料，根据磁芯高度，在100KHz的频率下选择相应的功率型磁芯。
例如，查TDK PQ2620 PC4，其参数为Ui=2300Nh，Ae=119mm^2，Bs=380mT(100℃)，Br=140mT(23℃)。
2. 计算输入电流平均值：Pout/Iav=n Vin min。
其中，Vin min=90V V2-20直流涟波及整流管压降=110V。
n为变压器匝数比。
以上是开关电源变压器设计的一种实例，实际应用中需要根据具体需求进行设计。
如有需要，建议咨询专业工程师或查阅相关文献资料。
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摘要：详细介绍了一个带有中间抽头高频大功率变压器设计过程和计算方法，以及要注意问题。
根据开关电源变换器性能指标设计出变压器经过在实际电路中测试和验证，效率高、干扰小，表现了优良电气特性。
关键词：开关电源变压器；磁芯选择；磁感应强度；趋肤效应；中间抽头
0 引言
随着电子技术和信息技术飞速发展，开关电源SMPS(switch mode power supply)作为各种电子设备、信息设备电源部分，更加要求效率高、成本小、体积小、重量轻、具有可移动性和能够模块化。
变压器作为开关电源必不可少磁性元件，对其进行合理优化设计显得非常重要。
在高频开关电源设计中，真止难以把握是磁路部分设计，开关电源变压器作为磁路部分核心元件，不但需要满足上述要求，还要求它性能高，对外界干扰小。
由于它复杂性，对其设计一、两次往往不容易成功，一般需要多次计算和反复试验。
因此，要提高设计效果，设汁者必须有较高理论知识和丰富实践经验。
1 开关电源变换器性能指标
开关电源变换器部分原理图如图1所示。
提示请看下图:
其主要技术参数如下：
电路形式半桥式；
整流形式全波整流；
工作频率 f=38kHz；
变换器输入直流电压 Ui=310V；
变换器输出直流电压 Ub=14.7V；
输出电流 Io=25A；
工作脉冲占空度 D=0.25～O.85；
转换效率η≥85％；
变压器允许温升△τ=50℃；
变换器散热方式风冷；
工作环境温度t=45℃～85℃。
2 变压器磁芯选择以及工作磁感应强度确定
2.1 变压器磁芯选择
目前，高频开关电源变压器所用磁芯材料一般有铁氧体、坡莫合金材料、非晶合金和超微晶材料。
这些材料中，坡莫合金价格最高，从降低电源产品成本方面来考虑不宜采用。
非晶合金和超微晶材料饱和磁感应
强度虽然高，但在假定测试频率和整个磁通密度测试范围内，它们呈现铁损最高，因此，受到高功率密度和高效率制约，它们也不宜采用。
虽然铁氧体材料损耗比坡莫合金大些，饱和磁感应强度也比非晶合金和超微晶材料低，但铁氧体材料价格便宜，可以做成多种几何形状铁芯。
对于大功率、低漏磁变压器设计，用E-E型铁氧体铁芯制成变压器是最符合其要求，而且E-E型铁芯很容易用铁氧体材料制作。
所以，综合来考虑，变换器变压器磁芯选择功率铁氧体材料，E-E型。
2.2 工作磁感应强度确定
工作磁感应强度Bm是开关电源变压器设计中一个重要指标，它与磁芯结构形式、材料性能、工作频率及输出功率因素有关关。
若工作磁感应强度选择太低，则变压器体积重量增加，匝数增加，分布参数性能恶化；若工作磁感应强度选择过高，则变压器温升高，磁芯容易饱和，工作状态不稳定。
一般情况下，开关电源变压器Bm值应选在比饱和磁通密度Bs低一些，对于铁氧体材料，工作磁感应强度选取一般在0.16T到0.3T 之间。
在本设计中，根据特定工作频率、温升、工作环境等因素，把工作磁感应强度定在0.2 T。
3 变压器主要设计参数计算
3.1 变压器计算功率
开关电源变压器工作时对磁芯所需功率容量即为变压器计算功率，其大小取决于变压器输出功率和整流电路形式。
变换器输出电路为全波整流，因此
提示请看下图:
式中：Pt为变压器计算功率，单位为W；
Po为变压器输出功率，单位为W；
3.2 磁芯设计输出能力确定
磁芯材料确定后，磁芯面积乘积反映了变压器输出功率能力。
其磁芯面积为
提示请看下图:
式中：Ap为磁芯截面积乘积，单位为cm4；
Ac为磁芯截面积，单位为cm2；
Am为磁芯窗口截面积，单位为cm2；
Bm为磁芯工作磁感应强度，单位为T；
Kw为窗口占空系数取0.2；
Kj为电流密度系数(温升为50℃时，E形磁芯取534)。
3.3 磁芯实际输出能力
在磁芯工作状态确定后，选择磁芯结构参数应稍大于Ap值。
因为该变压器散热方式是风扇冷却，磁芯实际
输出能力至少应大于设计输出能力10％，若散热方式是自动冷却，则要求实际输出能力比设计输出能力大更多。
查相关手册，找到符合本设计要求E型磁芯规格为E42C，尺寸为a=4.2 cm，b=2.11 cm，c=2 cm，d=1.2 cm，e=2.95 cm，f=153 cm。
其实际输出能力为
提示请看下图:
由此可见，Ap’大于Ap(1 10％)=3.48x(1 10％)=3.83 cm4，因此，所选磁芯符合要求。
式中：k为铁占空系数，取k=O.6。
3.4 绕组匝数计算
因为变换器电路形式为半桥式，所以变压器初级电压Up=Ui/2=310/2=155 V。
在该变换器中满载电流25 A 比较大，整流管和滤波电感上压降不可忽视，本变换器所用整流二极管压降在25A电流下约为2．5V，滤波电感直流压降取0．5V；另外，变换器满载工作时会把电压拉低，为避免把工作脉冲占空比拉到最大时电压电流仍然达不到要求，变压器次级电压要有一定裕度，一般取变换器输出电压30％；所以，变压器次级电压Us=147 2.5 O5 14.7×30％=22.1l V。
3.4.1 初级绕组匝数N1
3.4.2 次级绕组匝数N2
式中：Ton为初级输入脉冲电压宽度，单位为μs。
取占空度D=O.5，Ton=D/f=13 μs。
3.5 导线线径计算
绕组导线大小根据变压器各绕组工作电流和电流密度来确定。
另外，若变压器工作频率超过20 kHz，还需要考虑电流趋肤效应影响，导线直径应小于两倍穿透深度。
频率为38 kHz时铜导线趋肤深度△~O.41 mm，因此，所取导线直径应小于0.82 mm。
3.5.1 电流密度
3.5.2 初级绕组所需导线截面积
提示请看下图:
用线径是O.8mm，截而积是O.5mm2圆铜线两根并绕。
3.5.3 截面积
因为本变压器次级是带中间抽头输出，计算导线截面积时，Io需乘以O.707校正系数。
因此，次级绕组所需导线截面积为
用线径是O.8mm，截面积是0.5mm2圆铜线8根，分两组，每组4根并绕，然后两组并接。
4 线圈绕制
因为变换器用是中间抽头变压器，功率较大，宜采用三明治绕法。
三明治绕法是中间初级绕组，两边次级绕组，或中间次，两边初。
这种绕法会对变压器温度有很大帮助，且磁力线在变压器中分布较均匀，所以绕组耦合较均匀，漏感少，对外界干扰小，对纹波影响较小。
本变压器初级绕组绕在中间，次级是中间抽头输出，共有4个绕组，各2个绕组绕在初级两边。
5 结语
实验证明，该高频大功率变压器满载工作时转换效率达到95.5％，磁芯温度58℃。
工作稳定可靠，噪声很小，对外界干扰小，表现了优良电气特性。
设计中，在最大输出功率时，磁芯中磁感应强度不应达到饱和，以免在大信号时产生失真。
该变压器工作频率为38 kHz，由于工作频率较高，趋肤效应影响比较大，因此，在设计时应注意选择导线线径，避免由于趋肤效应引起有效面积减少。