一种针对LLC串联谐振变换器的精确设计方法_英文_
LLC谐振变换器的设计
LLC谐振变换器的设计一、本文概述本文旨在深入探讨LLC谐振变换器的设计原理、方法及其在实际应用中的优化策略。
LLC谐振变换器作为一种高效、稳定的电力电子转换设备,广泛应用于电力系统中,尤其在高压直流输电、分布式能源系统和电动车充电等领域具有显著优势。
本文将首先概述LLC谐振变换器的基本原理,包括其工作原理、主要特性以及与传统变换器的比较。
接下来,本文将详细介绍LLC谐振变换器的设计过程,包括关键参数的选取、电路拓扑的选择、控制策略的制定等。
在此基础上,文章将分析设计过程中可能遇到的问题,如谐振频率的选择、磁性元件的优化、热设计等,并提出相应的解决方案。
本文还将关注LLC谐振变换器的性能优化问题。
通过对变换器效率、动态响应、稳定性等关键性能指标的分析,探讨如何通过改进电路设计、优化控制策略、提升制造工艺等手段,实现LLC谐振变换器性能的提升。
本文将总结LLC谐振变换器的设计要点和实际应用中的挑战,为相关领域的研究人员和工程师提供参考和指导。
本文希望通过系统性的分析和深入的讨论,推动LLC谐振变换器技术的发展和应用范围的拓展。
二、LLC谐振变换器的基本原理LLC谐振变换器是一种结合了串联谐振和并联谐振特性的高效电力转换设备。
它的工作原理主要基于谐振现象,通过在特定的频率下激发电路中的电感和电容形成谐振,从而实现能量的高效传输和转换。
LLC谐振变换器主要由输入滤波电容、谐振电感、谐振电容、变压器以及整流滤波电路等部分组成。
在正常工作状态下,变换器通过控制开关管的开关状态,使谐振电感和谐振电容形成串联谐振,从而实现输入电压到输出电压的转换。
同时,由于谐振电容的存在,变换器在轻载或空载时,谐振电容与变压器漏感形成并联谐振,使得变换器具有软开关的特性,减小了开关损耗,提高了整体效率。
LLC谐振变换器的设计关键在于谐振频率的选择和控制。
谐振频率的确定需要考虑电路参数、开关管的特性以及输入和输出电压的需求。
通过合理的设计和优化,可以实现变换器在宽负载范围内的高效运行。
LLC谐振变换器的简化时域分析及参数设计
LLC谐振变换器的简化时域分析及参数设计LLC谐振变换器的简化时域分析及参数设计摘要:LLC谐振变换器是一种新型高效率、高性能的直流-直流变换器,具有输入输出电压和功率滑模控制、过零电压开关和损耗等特点。
与传统电压型、电流型转换器相比,LLC谐振变换器具有更低的开关损耗和更窄的频率溢出带宽,具有越来越广泛的应用。
本文简要介绍了LLC谐振变换器的工作原理及其应用领域,深入分析了LLC谐振变换器的简化时域模型及其参数设计方法,并通过MATLAB电路仿真验证了理论的正确性和准确性。
本文的研究为LLC谐振变换器的优化设计和控制提供了技术支持和理论基础。
关键词:LLC谐振变换器,时域分析,简化模型,参数设计,MATLAB仿真一、引言随着科技的不断发展和应用的广泛推广,对于高性能、高效率电力电子转换器的需求也越来越大,尤其在新能源领域的应用更是如此。
目前,随着新型电力电子器件的不断涌现和功能不断升级,电力电子转换器也在向着高效率、小体积、高性能等方向不断发展。
其中,LLC谐振变换器作为一种新型的高效率转换器,具有越来越广泛的应用前景。
二、LLC谐振变换器的工作原理及应用领域LLC谐振变换器是一种新型的直流-直流变换器,它在工作过程中利用并联电容、电感和谐振电容实现高效率的电力转换。
与传统的电压型和电流型转换器相比,LLC谐振变换器具有低开关损耗、低电磁干扰、窄频带溢出等优点,因此被广泛应用于新能源领域、工业自动化、医疗设备等领域。
LLC谐振变换器的基本电路如图1所示。
其中,L1和C1组成串联谐振网络,L2和C2组成并联谐振网络,用于实现高效率的功率转换。
电路的工作原理是在开关管K1和K2逆/正串联谐振的共振状态下,使得LLC谐振变换器的输出电压和输出电流产生一定的滞后关系,从而实现电力转换。
(图1:LLC谐振变换器基本电路图)三、LLC谐振变换器的简化时域模型及参数设计LLC谐振变换器是一种复杂的非线性电子电路,其精确模型具有较高的难度。
LLC谐振变换器临界励磁电感的精确设计方法
( Hu n a r t Me c h a n i c a l &E l e c t r i c l a P o l y t e c h n c,C i h a n g s h a 4 1 0 1 5 1 ,C h i n a )
v o l t a g e s it w c h i n g — o n ( Z V S )o f s it w c h i n g d e v i c e . T h e mo r e a c c u r a t e d e s i g n e q u a t i o n o f c i r t i c a l m a g n e t i z i n g i n d u c t a n c e
( 湖 南机 电职业 技术 学 院 ,湖南 长沙 4 1 0 1 5 1 )
摘要: 以L L C谐 振变 换器 为研 究对 象设 计变 换器 时 , 在 选定死 区时 间和开 关 管后 , 存在 临界 励 磁 电感 , 使变 换
器恰 好在死 区 时间 内完 成对 开关管 寄生 结 电容 的充放 电, 实现 开关 管零 电压开 通( z v s ) 。 在精确 计算 出死 区时
i s d e i r v e d a c c o r d i n g t o e l e c t r i c c h rg a e b a l a n c e o n t h e b a s i s o f a c c u r a t e c lc a u l a t i o n o f e l e c t ic r c h rg a e s u p p l y . F i n a l l y, a p ot r o t y p e i s b u i l d, a n d he t r e s o n a n t an t k i s d e s i g n e d r e s p e c t i v e l y b a s e d o n t h e t r a d i t i o n l a a n d i mp r o v e d me ho t d . T h e c o mp a r i s o n o f e x p e ime r n t l a r e s u l t v e i r f y t h e f e a s i b i l i t y o f t h e i mp r o v e d me t h o d i n r e a l i z i n g Z VS o f s it w c h i n g d e v i c e . Ke y wo r d s : c o n v e r t e r ;z e o r v o l t a g e s it w c h i n g — o n;d e a d t i me;c i r t i c a l ma g n e t i z i n g i n d u c t nc a e
LLC串联谐振全桥DCDC变换器的研究
LLC串联谐振全桥DCDC变换器的研究LLC串联谐振全桥DC/DC变换器的工作原理是将全桥拓扑结构与LLC 谐振拓扑结构相结合。
变换器的输入端采用全桥结构,输出端采用谐振电路结构。
在输入端,通过控制两个辅助开关的开通和关闭,实现了相对零电压开关和相对零电流开关。
在输出端,谐振电路由电容、电感和电阻构成,通过控制开关管的导通和关断,实现了谐振振荡。
通过这样的工作原理,LLC串联谐振全桥DC/DC变换器可以实现高效率的功率转换。
LLC串联谐振全桥DC/DC变换器具有一系列优点。
首先,由于采用了全桥结构,输入电压范围广泛,可以适应各种不同的电源。
其次,由于采用了LLC谐振结构,能够实现高效并且低噪音的输出。
此外,该变换器还具有可调性好、响应速度快、波形质量高、设计简单等优点。
在研究LLC串联谐振全桥DC/DC变换器时,可以从以下几个方面进行深入研究:1.拓扑结构设计:根据应用需求,设计适合的LLC串联谐振全桥DC/DC变换器拓扑结构,选择合适的电阻、电容和电感等元器件。
2.开关管选择与控制:选择合适的开关管,并设计合理的开关管控制策略,实现零电流开关和零电压开关。
3.谐振电路设计:设计合适的谐振电路,包括电容、电感和电阻的参数选择,以及谐振频率和谐振频率范围的确定。
4.功率转换效率研究:研究LLC串联谐振全桥DC/DC变换器的功率转换效率,分析其与输入电压、输出电压、负载等因素的关系,优化变换器性能。
5.控制策略研究:研究合适的控制策略,实现LLC串联谐振全桥DC/DC变换器的稳定工作,提高系统动态响应性能。
除了理论研究,还可以进行仿真和实验验证。
利用软件仿真工具,如Matlab/Simulink、PSIM等,进行LLC串联谐振全桥DC/DC变换器的性能分析和优化。
并且利用实验平台,搭建LLC串联谐振全桥DC/DC变换器的实验系统,验证理论研究成果的正确性。
总结来说,LLC串联谐振全桥DC/DC变换器是一种高效率、高性能的直流-直流变换器。
杨波LLC第五章第一节翻译
第五章LLC谐振变换器的改进在前一章,我们已经讨论过LLC谐振变换器的特性和设计。
这一章,我们将研究两种改进LLC谐振变换器的方法:磁集成和过载保护。
5.1LLC谐振变换器的磁集成从前面的讨论可知,我们可以根据给定规格设计功率级。
设计参数决定了各个组件的值。
对于这些组件,电力器件和电容从生产商处获得,这反映了当前的额技术水平。
在所有这些组件中,需要电力电子研究员设计和制作的是磁性元器件。
在这一部分,我们将讨论LLC变换的磁设计。
5.1.1分立元件设计法及其存在的问题图5.1给出了LLC谐振变换器中需要设计的磁性元器件,共三个:串联谐振电感Lr,并联谐振电感Lm和T型变压器。
从Lm和T型变压器的结构上看,我们可以将Lm设计为变压器的励磁电感。
所以,实际上,我们只需设计一个谐振电感和一个带励磁电感的变压器。
图5.1LLC谐振变换器的磁构成有几种设计磁器件的方式。
其中一种是利用分立元件,用一个磁芯来设计谐振电感,用另一个磁芯来设计变压器和励磁电感Lm。
这种方法的优点是设计步骤成熟。
接下来,将呈现一种利用分立元件的设计法。
为了将其和后面介绍的磁集成设计法比较,我们会展示其仿真结果。
因为在LLC谐振变换器中,流过谐振电感Lr的是纯对称的交流电流,所以电感和变压器的磁芯采用软铁芯。
图5.2是LLC谐振变换器的分立磁件设计。
两个U型磁芯分别用来设计谐振电感和气隙变压器。
图5.3是磁芯磁感应强度的仿真结果。
每个U型磁芯的有效窗口面积是116.5mm2。
设计结果:n1=12,np:ns:ns=16:4:4,gap1=1.45mm、gap2=0.6mm。
(a)(b)图5.2分立磁件设计的(a)原理图(b)物理结构(a)电感(b)变压器图5.3磁感应强度仿真结果(a)电感(b)变压器图5.3是当输入电压为400V、工作开关频率200kH时各个磁芯的磁感应强度。
如图所示,两个磁芯中的磁感应强度值都十分高。
高磁感应强度的磁芯会导致磁芯损耗。
LLC谐振变换器谐振参数的优化设计
LLC谐振变换器谐振参数的优化设计曾光李宏凯张静刚西安理工大学电气工程系,西安710048Email:****************,*********************,***********************摘 要LLC谐振式DC/DC变换器具有良好的性能,并且成本较低,已经应用在液晶电视电源,通信一次电源等电源中。
文章从降低LLC谐振式变换器的损耗入手,建立了优化目标函数,分析了电路参数对目标函数的影响,总结了LLC谐振参数的计算公式与设计步骤。
最后,进行了仿真分析,验证了结论的正确性。
关键字LLC谐振电路;目标函数;优化设计The Design Optimization of Resonant Parameters of the LLCResonant ConverterZeng Guang Li Hongkai Zhang Jinggang(Department of Electrical Engineering,Xi’an University of Technology, Xi’an, 710048,China)Abstract:The LLC resonant DC/DC converter, which has good performance and lower cost, has been used in LCD TV power, communication power and so on. Starting from reducing the loss of LLC resonant converter, the objective function for optimization is established, the circuit parameters effect on it is analyzed, and the formula and design steps of the LLC resonant parameters are summarized in this paper. Finally, the correctness of the conclusion is verified by simulation analysis.Keyword: LLC resonant circuit; objective function; Optimization1.引言随着现代社会对电子产品的节能环保要求越来越高,对开关电源技术提出了更高功率密度,更高效率的要求,而提高开关频率并采取软开关技术是目前较优的解决方案。
Fairchild LLC (重要)
A-1
Fairchild Power Seminar 2007
II. 工作原理和基波近似 图 3 为半桥 LLC 谐振变换器简化示意图,图 4 是它的 典型波形。图 3 中,Lm 是变压器激磁电感,Llkp 和 Llks 分别 表示变压器初级和次级的漏磁电感。LLC 谐振变换器的工 作原理和传统 LC 串联谐振变换器是类似的。唯一不同的 是,激磁电感相对较小,因此 Lm+Llkp 和 Cr 之间的谐振会影 响变换器的工作。由于激磁电感较小,存在着相当大的磁 化电流(Im),如图 4 示。 一般来说,LLC 谐振拓扑包括三部分,如图 3 所示; 方波发生器,谐振网络和整流器网络。 - 方波发生器,通过每次切换以 50%占空比交替驱动
Lp = Lm + Llkp = (k +1)Llkp
(12)
Lr
=
Llkp
+ Lm // Llkp
=
Llkp (1+
k) k +1
(13)
利用等式(12)和(13),等式(8)变成
M = 2n ⋅Vo = Vin
ω2 (ωp2 )
Lp − Lr Lp
ω j(
ωo
) ⋅ (1−
ω2 ωo 2
)
⋅
Q
Lp Lr
I. 引言
Q1
Vin
Vd Q2
Ids2
Ip
n:1
Lr
Lm Cr
图 1 半桥串联谐振变换器
最新0708pattyllc串联谐振转换器简介
9 8
10
各參數對頻率響應曲線的影響
11
諧振槽上的參數
Cr
Lr
+
+ VCr -
+
VLr
-
Vin
Lm
-
fr1 2
1 LrCr
Zo
Lr Cr
+
Ro
VRL
1
_
fr2
2
Lr Lm Cr
Q Zo R
fr1 :第一諧振頻率 fr2 :第二諧振頻率 Zo :諧振電路之特性阻抗 Q :串聯諧振之品質因素
12
Zo值對增益特性之影響
在相同諧振頻率下,Zo(0.1085)對增益之影響
20
18
16
14
12
Vo
10
Fv
8
6
4
2
0.2
0.4
0.6
0.8
1
1.2
1.4
1.6
1.8
2
13
Fsw
5
x 10
Zo值對增益特性之影響
在相同諧振頻率下,Zo(0.2169)對增益之影響
20
18
16
14
12
Vo
10
Fv
D2
0
t
t0t1
t2t3t4t5
t6t7t8t0
22
第二暫態區間 (t2 < t < t3)
VGS,Q1 VGS,Q2
0
t
VDS,Q1
VDS,Q2
DQ1 Coss1
Q1
+
t
VCoss1
0
_
LLC串联谐振全桥DCDC变换器的研究
LLC串联谐振全桥DCDC变换器的研究首先,介绍LLC串联谐振全桥DCDC变换器的工作原理。
LLC谐振全桥DCDC变换器由LLC谐振反馈电路和全桥拓扑结构组成。
谐振电路由电容、电感和谐振电阻组成,能够实现谐振振荡。
而全桥拓扑结构则由四个开关管组成,其中两个开关管属于谐振臂,另外两个开关管属于全桥臂。
通过控制开关管的开关时间,实现对输入电压的变换。
LLC谐振全桥DCDC变换器具有高效率、高稳定性和低失真等特点,因此在电力电子领域得到广泛应用。
其次,分析LLC串联谐振全桥DCDC变换器的特点。
LLC谐振全桥DCDC变换器具有以下几个特点:首先,谐振拓扑结构使得该变换器具有高效率。
由于LLC谐振电路能够实现零电压和零电流开关,减小了开关损耗,提高了能量传输效率。
其次,LLC谐振全桥DCDC变换器能够实现高电压转换。
通过串联谐振电路,该变换器能够实现输入电压的放大和变换,使其适用于高电压转换应用。
再次,LLC谐振全桥DCDC变换器具有高稳定性。
谐振电路的振荡频率稳定,能够减小输出电压的波动,保证系统的稳定性。
然后,探讨LLC串联谐振全桥DCDC变换器的应用。
目前,LLC谐振全桥DCDC变换器在可再生能源和电动汽车领域得到广泛应用。
在可再生能源领域,由于太阳能和风能等能源的输出电压具有波动性,需要通过DCDC变换器进行能量转换和调节。
而LLC谐振全桥DCDC变换器具有高效率和高稳定性的特点,能够满足可再生能源转换的需求。
在电动汽车领域,LLC谐振全桥DCDC变换器能够实现车载电池的充电和高压至低压的能量转换,提高了电动汽车的能量利用效率。
最后,介绍LLC串联谐振全桥DCDC变换器的研究进展。
目前,对LLC串联谐振全桥DCDC变换器的研究主要集中在提高转换效率和减小器件损耗等方面。
例如,通过优化LLC谐振电路的参数和拓扑结构,提高谐振振荡效率;利用软开关技术,降低开关损耗,减小谐振电路的功耗。
此外,还有研究关注LLC串联谐振全桥DCDC变换器的控制策略和电磁兼容性等问题,提高变换器的稳定性和可靠性。
llc开关电源设计书籍
llc开关电源设计书籍LLC开关电源设计是电力电子领域的一个重要课题,本文将介绍一些相关的书籍,帮助读者更好地了解LLC开关电源的设计原理和方法。
1.《LLC Resonant Converter: Analysis, Control, and Design》这本书是由Ming Xu和Gerhard W. Semmelhack合著的,是关于LLC谐振变换器分析、控制和设计的权威指南。
书中详细介绍了LLC拓扑的工作原理、分析方法和设计步骤,并提供了实际的设计示例和实验结果。
此书适合电力电子工程师和研究人员阅读,对于深入理解LLC开关电源的原理和设计方法非常有帮助。
2.《Design of LLC Resonant Converter with Adaptive Control》这本书是由Li Yang编写的,主要介绍了带自适应控制的LLC谐振变换器的设计方法。
书中首先介绍了LLC拓扑的基本原理和特点,然后详细讲解了自适应控制的原理和设计步骤。
此书还包含了大量的仿真结果和实验验证,可以帮助读者更好地理解和应用自适应控制技术。
3.《Power Electronics: Converters, Applications, and Design》这本书是由Ned Mohan、Tore M. Undeland和William P. Robbins合著的,是电力电子领域的经典教材之一。
书中系统地介绍了各种电力电子变换器的原理、应用和设计方法,包括LLC谐振变换器。
此书内容丰富,结构清晰,适合作为电力电子专业的教材或参考书使用。
4.《Switching Power Supply Design》这本书是由Abraham I. Pressman、Keith Billings和Taylor Morey合著的,是关于开关电源设计的经典教材之一。
书中系统地介绍了开关电源的设计原理、电路拓扑和控制方法,包括LLC谐振变换器的设计。
7 - LLC - Design Considerations for a Half-Bridge LLC Resona
Benefits of an LLC Series Resonant Converter
• 串连谐振式变换器的类型。与其他谐振结构相比,该谐振器可以在 相对较宽的电压和输出负载范围内工作 Type of serial resonant converter
that allows operation in relatively wide input voltage and output load range when compared to the other resonant topologies
6
一种HB LLC的构形——谐振电容采用分体结构
Configurations of an HB LLC – Split Res. Cap
与单电容解决方案相比,这种分体连接具备如下特点Compared to the single capacitor
solution this connection offers:
dimensioning
• 谐振电感的平衡性Resonant inductance balance • 变压器绕组参数的确定和变压器的制作Transformer winding dimensioning and
transformer construction
5
一种HB LLC的构形——单个谐振电容
DCDC LLC变换器谐振设计与仿真优化系统
DCDC LLC变换器谐振设计与仿真优化系统随着电子设备的快速发展和应用范围的扩大,对于高效率、高可靠性以及紧凑型的电力转换器的需求也越来越迫切。
DCDC LLC变换器作为一种被广泛运用于高频开关电源中的拓扑结构,其在提高功率转换效率上有着明显优势。
为了更好地满足现代电力转换器的设计需求,本文介绍了一种基于谐振技术的DCDC LLC变换器设计与仿真优化系统。
第一部分:DCDC LLC变换器的基本原理在介绍DCDC LLC变换器谐振设计与仿真优化系统之前,我们首先要了解DCDC LLC变换器的基本原理。
DCDC LLC变换器由DCDC变换器和LLC谐振电路组成,通过谐振技术使得变换器在高效率工作的同时,能够实现高频率开关,并且减小开关损耗,提高转换效率。
DCDC变换器负责将输入电压转换为LLC谐振电路所需要的适当输入电压,并将输出电压稳定在所需的目标电压。
第二部分:DCDC LLC变换器谐振设计与仿真优化系统的特点为了更好地设计和优化DCDC LLC变换器的谐振工作状态,我们开发了一种基于仿真的系统。
该系统具有以下特点:1.综合性能:该系统能够综合考虑DCDC变换器和LLC谐振电路的工作情况,实现系统整体的性能优化。
2.参数调节:通过在系统中灵活调节电压、电流和频率等参数,能够满足不同应用场景对DCDC LLC变换器的需求。
3.谐振分析:系统能够对DCDC LLC变换器的谐振工作状态进行深入分析,帮助工程师了解系统的工作原理和性能瓶颈。
4.仿真优化:通过系统的仿真功能,可以提前模拟和预测DCDC LLC变换器在不同工况下的性能表现,从而指导工程师进行系统设计和参数优化。
第三部分:DCDC LLC变换器谐振设计与仿真优化系统的工作流程DCDC LLC变换器谐振设计与仿真优化系统的工作流程主要分为以下几个步骤:1.系统建模:将DCDC变换器和LLC谐振电路进行建模,并确定所需的参数。
2.参数设置:根据具体应用场景的需求,设置DCDC LLC变换器的输入电压、输出电压等参数。
LLC-资料
LLC-SRC CONVERTOR摘要LLC-SRC是一种三元素串联谐振式变直流对直流变换器.其区别于传统的PWM的主要特征在于:主开关工作在零电压(ZVS)的条件下开通,整流管工作在零电流的条件下关断(ZCS),并且在宽输入范围的状况下,其转换效率可以优化在输入电压的高端.因此,LLC-SRC可以很好解决在宽输入电压范围的情况下,其转换效率随输入电压的增加而降低的缺点和在输出整流侧,二极管的反向恢复导致较大的电压尖峰,从而增加额外的功率损耗的问题.在本文中,对LLC串联谐振直流对直流变换器的工作原理进行全面的分析.并对在不同工作频率下的不同工作模式和工作波形都进行了详细的描述.本人实际设计了48V/26V,48V/+5.3V/-5.3V/12V两个变换器,用来对LLC串联谐振理论进行试验验证.文章最后也对在此实际的样机设计中遇到的问题和经验详细的列举出来,和大家共享.LLC-SRC串联谐振直流对直流变换器适应于高频,宽输入范围的应用.1.LLC串联谐振直流对直流变换器的介绍1.1传统的DC/DC变换器存在的问题像非对称半桥和移相全桥等传统的PWM DC/DC变换器,都受到窄的输入范围和低的转换效率的限制.这是由于这些变换器的输出是通过在开关周期固定不变的前提下调节脉冲宽度得以实现,要达到宽的输入范围的工作条件,则必须选择相应的占空比和其它关联参数来实现满负荷的输出.一般的情况下,随着占空比的减小,转换效率也随着变小.因此,对传统的变换器而言,转换效率会随着输入电压的增加而变小.但如果我们希望在宽输入电压的高端进行优化设计,那么这样的问题就变得很突出.另外是传统的DC/DC变换器的整流二极管的反向恢复问题.在绝大部分的PWM的拓扑结构中,当二极管两端的电流下降到零在到反向,其会具有很大的di/dt的值,反向恢复电流也会由于电路中的寄生电感和电容而振荡.其表现如图1.1所示,在二极管上产生很大的尖峰电压,这样不仅增加功率损耗而且也使得通过选择二极管的电压等级方图1.1普通PWM变换器中的方向恢复问题尤其对于输出电压较高的时候,它的电压等级越高,反向恢复电流和尖峰电压就越高,从而导致一些严重的问题.因此,实现输出整流二极管的零电流(ZCS)关断这一特性对DC/DC 变换器的设计就变得很具有吸引力.1.2 传统的谐振变换器的简要回顾谐振变换器可分为两种类型:串联谐振(SRC)和并联谐振(PRC ).在半桥结构的拓扑中可表现如图1.2和图1.3.从图中便可看出,由电感L S 和电容C S 构成的谐振网络是为减少半导体开关管的开通、关断时的损耗而创造条件的.在串联谐振(SRC)中,负载和谐振网络是串联的,而在并联谐振(PRC )中,负载和并联谐振电容C P 并联的.通常,当SRC 或PRC 变换器的开关频率小于其谐振频率时,开关在零电流条件下关断,这样可以消除关断损耗.相反,当开关频率大于其谐振频率时,开关在零电压条件下导通,这样可以消除导通损耗.图1.2 串联谐振基础架构(SRC )图1.3 并联谐振基础架构(PRC )对于这两类变换器来说,其输出电压的调节都采取变化开关频率控制即变频控制.但这也有其不利的一面: 串联谐振(SRC)对较宽范围负载输出电压的调节,需要相对较宽的频率变化范围.其次,在空载的情况下输出点不能调节.而对于并联谐振(PRC )由于谐振网络和负载之间是并联关系,它在空载时输出电压仍可调节.然而,电路中的循环能量非常大,使得输出负载变小时变换效率减少很快.多元素谐振变换器可通过使用三或四个谐振元素从SRC 和PRC 结构中演变得到,并且在此谐振网络中通过选择合适的元素,便可获得具有SRC 和PRC 最好特性的变换器.图1.4是LCC 串并联谐振结构变换器的主电路图,其可看作是从增加了一个串联电容C S 的并联谐振变换器而演变得得到.相对于并联谐振(PRC ),其循环能量有所减少,所以,轻载时的效率得到提升同时也具有良好的调节特性.图1.4 LCC 串并联谐振结构的变换器1.3 LLC 串联谐振的简介LLC 串联谐振DC/DC 变换器(LLC-SRC )架构如图1.5,其是由普通的串联谐振通过减少变压器的励磁电感演变而得到的三元素谐振的拓扑变换器. 励磁电感Lm 和串联谐振LC 网络合在一起称为LLC 谐振网络.图1.5 LLC 串联谐振结构正确选择了励磁电感和串联谐振LC 网络,LLC-SRC 可在相对较窄的频率变化范围内,负载从满载到轻载变化也具有良好的电压调节特性.另外,LLC-SRC 的原边开关管不论负载大小始终运行在ZVS 的条件下、副边整流二极管运行在ZCS 的条件下,故其变换效率较高.同时, 其变换效率在宽输入电压范围时可优化在高端.2. LLC串联谐振变换器分析2.1 LLC-SRC 基础架构半桥结构的LLC串联谐振变换器(LLC-SRC)如图2.1所示,该电路按功能可分为:方波发生器1、LLC谐振网络2、高频变压器3、整流电路4、输出滤波电路5.方波发生器由两个串联开关管(S1,S2)构成的半桥逆变器组成,开关门极驱动信号之间是互补反向的,且占空比都是0.5.输出电压的调节是通过改变开关管的开关频率来实现(变频控制).LLC谐振网络2由串联谐振电容Cs, 串联谐振电感Ls和另一个并在变压器原边的谐振电感Lm三部分组成. 串联谐振电容Cs有两个功能:1)阻止方波发生器输出电压的直流分量流到变压器.2)与Ls、Lm组成谐振网络. 串联谐振电感Ls可外加也可通过变压器的漏电感来匹配.同样,并联电感Lm可以是变压器的励磁电感或外加电感.高频变压器3为变换器提供一定变比且隔离的输出电压.由二极管D1和D2组成具有中心抽头的整流电路4就是把谐振电流转换为单向的电流. 输出滤波5由电容Co构成,其作用是滤除高频纹波电流为负载提供纯净且恒定的V o.在普通的串联谐振变换器(SRC)中,Lm视为无限大,不参与谐振的,谐振网络是LC谐振.为了能为开关管创造ZVS条件,开关频率必须远大于LC 谐振频率.然而,LLC-SRC开关频率可小于LsCs 谐振频率但要高于Lm-LS-Cs的联谐频率,其中,Ls,Cs谐振频率定义为fs fs=1/(2π(L sCs)1/2) (2-1) Lm,Ls,Cs谐振频率定义为fm:fm=1/((2π(L s+Lm)Cs)1/2) (2-2) LLC-SRC不但可以像普通串联谐振变换器工作在f>fs频率段,而且也可工作在f≦fs频率段.其具体的运行模式和主要波形在接下来的篇幅进行分析.2.2 LLC-SRC的工作模式及主要波形(涉及的公式在第五部分有推导)2.2.1 工作在fm<f<fs 时参照图2-2的波形图,在一个工作周期内可分为六个阶段.每一阶段的等效电路如图2-3-M1~M6所示.在等效电路中,Co视为足够大,可视作电压值为V o的电压源.为了描述开关管的ZVS的条件,MOSFET管的本体二极管也在图中画出,但MOSFET管的输出结电容则被简化了,图中已忽略.M1:t0<t<t1.在t=t0时,S2关断谐振电流i r给S1的结电容放电,接着S1的本体二极管导通,S1的漏源极之间电压Vds下降至接近于零(把本体二极管视为理想状态).输入电压Vin参与到L-L-C谐振电路中.由于Lm两端电压被输出反射回来的电压钳位,因此实际参与谐振的元素只有Ls和Cs.M2: t1<t<t2. 在t=t1时,S1在零电压条件下导通,谐振电流ir 从负值不断变化到零接着反向向正向增加,并从S1的漏极流向源极,其波形按正弦波变化.Cs 两端的电压从波谷向波峰上升.励磁电流im 则从负的最大值线性增大到正的最大值.ir 与im 的差值通过变压器变换经整流二极管D1反馈到负载.由于开关周期比谐振周期大,在S1关断之前t=t2时ir 下降到ir=im.此时D1关断,M2过程结束.图2-3-M2: t1<t<t2M3: t2<t<t3.在t=t2,S1仍然在开通,D1已截止.此时谐振发生在Cs, Ls,Lm 之间.由于Lm »Ls ,谐振周期T m 就远远长于开关周期,im 和ir 可近似视为常量都等于Im. Ir 由于持续给Cs 充电,其上电压Vc 上升到最大Vc-max=nV o+IoT/(4nCs) T 为开关周期 (2-3)M4:t3<t<t4.在t=t3时,S1关断,ir给S2的结电容放电之后其本体二极管开通.Lm上电压由于被输出电压钳位,谐振发生在Ls,Cs 之间,ir按正弦波形下降,im-ir的差值通过整流二极管D2供给负载.图2-3-M4: t3<t<t4M5:t4<t<t5.在t=t4时,S2在零电压条件下开通.ir按正弦波形下降到零再反向增加.励磁电流im从正的最大值线性变化到负向最大值. Cs放电,储存的能量通过以ir与im的差值的形式供给负载.图2-3-M5: t4<t<t5M6:t5<t<t6.在t=t5时, im下降到ir=im.此时二极管D2关断,由于励磁电感Lm参与谐振,谐振电流维持为定值直到S2关断为止.当S2关断之后,下一个循环又开始了.在fm<f<fs,输出电压V o可用输入电压Vin,最大励磁电流Im 和开关周期T表达为:V o=1/2n*Vin+Im*(T-Ts)/4nCs(2-4)Ts为Ls与Cs的谐振频率,Ts=2π(Ls*Cs)1/2随着开关周期的增加,输出电压Vo随之变大.当T=Ts时,变换器运行频率就是谐振频率fs:V o=1/2n*Vin(2-5)现在,分析T=Ts,即f=fs的情况:具体波形如图2-4所示.可见M3的过程已消失,谐振电流的波形为纯正弦波,通过整流管D1和D2出来的电流(iD1+ iD2)波形是不间断的.工作电流的RMS值最小,因此其变换效率是最佳的.图2-4 f=fs 时LLC-SRC工作波形在fm<f<fs,开关管的ZVS条件的获得是由最大励磁电流Im来保证的,而Im=nV oT/4Lm(2-6)可见,Im与负载电流和输入电压无关,所以,LLC-SRC的ZVS 范围比其它软开关拓扑的宽的多.同时,整流二极管在相应的开关管切断之前已按正弦波的规律先下降到零.整流二极管工作在ZCS的模式下,其反向恢复的问题可消除.根据等式(2-4),输出电压V o是随着开关周期T的增加而递增.如果LLC-SRC变换器设计在输入电压为高端时工作在谐振频率(f=fs),那么,当输入电压变小时,便在较低的频率(T>Ts)值上运行,其输出电压就可通过控制运行频率得以控制.在T=Ts,由于谐振电流为近似正弦波同时输出电流为连续不间断的,它的导通损耗最小,因此,变换效率变可优化在高端.这是区别于普通PWM变换器的显著特征之一.2.2.1 工作在f>fs 时参照图2-6的波形图,在一个工作周期内可分为六个阶段.每一阶段的等效电路如图2-6-M1~M6所示.在等效电路中,Co视为足够大,可视作电压值为V o的电压源.为了描述开关管的ZVS的条件,MOSFET管的本体二极管也在图中画出,但MOSFET管的输出结电容则被简化了,图中已忽略.M1:t0<t<t1.在t=t0时,S1和D1处于通态.励磁电感Lm的两端电压被输出电压钳位,励磁电流im从负向的峰值-Im线性上升.谐振电流ir从-Im按正弦波形上升,ir大于im,它们差值通过整流管D1输出到负载.图2-6 f>fs 时LLC-SRC工作波形M2:t1<t<t2.在t=t1时,S1关断,谐振电流给S2的结电容放电紧接着其体二极管开通.由于开关周期比谐振周期小,当S1关断时,谐振电流不能完成其半个周期,因此,谐振电流ir仍大于励磁电流im,它们之间差值持续通过D1输出,此时由于输出电压的反射作用,谐振电流ir被迫下降很快.M3:t2<t<t3.在t=t2时,S2 在零电压条件下开通.M4:t3<t<t4.在t=t3时, 谐振电流ir下降到Im,整流二极管D1截止.当ir下降到小于Im时,D2导通,电流通过它输出到负载.由于D2开通,励磁电感电压反向,励磁电流i m线性减小.谐振环路(Ls,Cs)利用Cs内存储的能量开始谐振,这样就进入了负半周期.如果驱动信号的死区(如图所示区间[t1,t2]),大于t1至t3的时间,则M3就会消失.只要S2在谐振电流下降到零之前开通,其ZVS 的条件就能实现,谐振电流也就不会给S2充电.M5:t4<t<t5.在t=t4时,S2关断,谐振电流给S1的结电容放电,S1的本体二极管也就开通.M6:t5<t<t6.在t=t5时,驱动信号加到S1,S1在零电压条件下导通.在t=t6时, 谐振电流ir等于励磁电流i m..这个过程结束.接下来又返回到M1开始了下一个周期.变换器输出电压V o:V o=Vin/2n-(IrTs/4πn)*(cosφ+cos(T/Ts*π-φ)) (2-7) 其中: T为开关频率Ts为Ls,Cs的谐振频率Ir为谐振谐振电流的波幅,Ir=((πTIo/2Tsn)2+Im2)1/2参数φ=sin-1(Im/Ir)由于f>fs即T<Ts,等式(2-7)中cos(T/Tsπ-φ)将随着T的增加而减小,因此,Vo也是随着T的增加而变大.这种变化规律与在fm<f<fs 工作状态下相同.当f=fs,即T=Ts,等式(2-7)可简化为:Vo=Vin/2n这个结果和在fm<f<fs作状态下推导的一样.iD1图2-6-M1:t0<t<t1图2-6-M2:t1<t<t2iD1图2-6-M3:t2<t<t3图2-6-M6:t5<t<t6总结:从以上的分析可看出:无论在哪种工作状态下(全范围负载),原边开关管零电压开通(ZVS)的条件都可实现,但是,对于付边输出整流二极管的零电流(ZCS)关断条件的实现则只有在fm<f≤fs才可得到,当f>fs则失去ZVS这一特性.另外,LLC-SRC变换器即使从满负载变化到空载也都具有很好的调节特性.在输出空载的条件下,当工作的开关频率上升到很大时,调节特性就会受到一定限制;在输出短路的情况下,当工作在谐振频率点(f=fs)时,电路会出现一个尖峰电流(在允许范围内),因此,应当尽量避免出现输出短路的情况.3.LLC-SRC设计所需公式及设计程序3.1设计的注意事项和设计程序在第二章中,输出电压Vo和开关周期T之间的关系式是在满负载的情况下获得的:V o=1/2n*Vin+Im*(T-Ts)/4nCsIm=nV oT/(4Lm)T=2π*(CsLs)1/2由上述可推导出:Vin/(2nVo)=1+(π2Ls/4Lm)*(1-fs/f) (3-1) 等式(3-1)适用范围是f≤fs.通过它可知在满负载时工作频率和输入或输出电压之间的关系是可确定的.在设计过程中,对于确定的输入和输出电压范围来说,Ls/Lm可根据设定的频率范围之而定.但,Ls/ Lm的值要适当的大以来确保在最小的开关频率下,即使工作在输入电压最低时的也能有最大输出.为了正确选择Ls的值,可从Ts=2π*(CsLs)1/2可得出;为了正确选择Cs的值,其上电压值如等式(2-3)是必须要考虑的,即:Vc-max=nV o+IoT/(4nCs) 其中Io是输出电流的最大值,T的值是运行的最大周期;最后,对开路时最大频率的设定可根据等式(3-1)估算出.根据V o=1/2n*Vin+Im*(T-Ts)/4nCs 当工作周期T等于谐振周期Ts时,V o=Vin/2n (3-2) 其中V o和Vin为正常的工作电压,在这种情况下,变换效率最佳. 原边电流的均方根值(RMS)可表述为:Ip,RMS=((πIo/n)2+(nVo/2Lmf)2)1/2*21/2/4 (3-3) 其中Io和Vo分别为输出电流,输出电压,Ip,RMS是流过开关管的电流,由此可确定开关管的电流等级.基于以上的等式,可以得出LLC-SRC的设计程序:⑴根据V o=Vin/2n,确定变压器的匝比.用实际的输入与输出电压来确定,让在此条件下的工作频率fo等于Cs、Ls的谐振频率fs.这样可使变换器的效率得到优化.⑵根据Vcs-max=nV o+IoT/(4nCs)来选择Cs.如果Cs太大,Ls、Lm 就会很小,励磁电流Im就变大,损耗会增加;Cs越小,Vcs就越大,对于高电压如400v输入的DC/DC变换器,由于受到电容电压等级的限制Vcs的值就不能过大,同时Im会太小,开关管可能会失去零电压的条件.总之,Vc-max一般不应超过Vin-nor,选择0.7~0.9* Vin-nor.⑶根据fs=1/(2π(CsLs))1/2来选择谐振电感Ls,如为了达到在额定负载时运行频率等于设定的工作频率即f=fo(最佳点),那么,Ls 的取值要尽量的精确.⑷根据等式(3-1):Vin/(2nVo)=1+(π2Ls/4Lm)*(1-fs/f)来选择励磁电感Lm,输入电压和输出电压的变化范围越宽,则Lm的值就应越小.总体来说,最低频率一般为:0.5~0.7*fs.如果计算出的Lm 值太小不能成立,那么,就应减小最小频率值使Lm变大一些.⑸可依据等式(3-1),估算出最大频率值.⑹选择半导体器件:开关管的电压压力是输入电压值,其电流应力可根据(3-3)来估算.输出整流管的电压压力为两倍输出电压值,其电流压力就是输出电流值.3.2实际设计案例(简介)以输入电压为48v,26v±4%(28v)/6.5A(输出两种电压可切换输出)为例:Vin=38.5v~58vVin-nor=53vVo=26vIo=6.5Afo=120khzfmin=70khz①变压器的匝比n据 n=Vin-nor/(2Vo-nor) 其中Vin-nor=53v, Vo-nor=26v 故n=53/(2*26)≌1.1②谐振电容Cs据 Cs=Io/(4nfmin(Vc_max-nVo_nor))电容上的最大电压取45v,所以,只要取耐压为60v等级的电容由于,Vc_max=45v, fmin=70k, Io=6.5A,n=1.1, Vo_nor=26v 因此,Cs=1.2uF③谐振电感Ls据fs=1/(2π(CsLs))1/2其中, fo=120khz,Cs=1.2Uf因此,Ls=1.4uH④变压器的励磁电感Lm据Vin_min/(2nVo_max)=1+(π2Ls/4Lm)*(1-fo/fmin)其中,fo=120khz,fmin=70khz,Vin_min=38v, Vo_max=28v,Ls=1.4uH 所以,Lm=6.4uHLLC谐振变换的所有的参数都已确定:n=1.1, Cs=1.2uF, Ls=1.4uH, Lm=6.4uH⑤最高频率fmax据Vin_max/(2nVo_min)=1+(π2Ls/4Lm)*(1-fs/f)其中,fo=120khz,Vin_max=58.5v, Vo_min=24.96v, Ls=1.4uH,Lm=6.4uH,因此:fmax=139khz(为了便于Vin-max,Io-min时的电压调节,fmax值可加大一点,设为150khz)⑥选择半导体器件:据Ip,RMS=((πIo/n)2+(nVo/2Lmf)2)1/2*21/2/4,其中 fo=120khz,Io=6.5A,n=1.1, Vo=26v,Lm=6.4uH所以,Ip,RMS=6.6A开关管的电压压力是58V,故用两片100V/37AMOSFET(IRF3710,R=25mohm).输出整流管的电压压力为56V,平均电流为 6.5A,因此,选择100V/40A 40CPQ100(Vf=0.61v)为其整流管.总结:为了使低于额定负载如半载左右(一般这时工作效率大于fs设定的频率)的情况下,变换器也具有ZCS,可以把计算出的Cs值减小一点(相对而言就是使实际谐振的fs变大).但在额定点时,fo就不再等于fs,而是小于实际的谐振频率.在上例中,实际电路取Cs值为0.22*5Uf,其它参数不变.由于最大谐振电流的值Ir=((лIo/2n)2+Im2))1/2=13.7A较大,要注意谐振电感L会不会瞬间饱和,电感要选择μ值较低的磁心.4.试验验证4.1.1实际设计案例1仍以输入电压为48v,26v±4%(28v)/6.5A(输出两种电压可切换输出)为例,主电路如图4-1.具体参数如下:低频限制:70kHzS1&S2 :IRF3710(100V,25mohm)D1&D2:1/2*40CPQ100(100V,40A)谐振电容Cs: 0.22*5Uf谐振电感Ls: 1.4uH ,其中变压器自身的漏感Lst=0.4uH,外加电感Ls=1.0uH励磁电感Lm : 6.4uH 有变压器自身提供变压器变比n: 1.1:1变压器磁心:EER35/42/11原边线圈:8T,0.1*100*2Litz wire付边线圈:7T,0.1*100*2Litz wire磁心的气隙:0.95mm调整使Lm=6.4uH图4-1 主电路图参考主电路图:Ls是外加电感,连到开关桥上的1uf电容用来消除寄生电感,并联在MOSFET的2200P的电容,作用是消除其关断时的损耗(可实现零电压关断).图4-2,是控制电路图. ic CD4046用来执行压控振荡器(VCO)的功能,触发器CD4013用来产生互补的两组驱动信号,驱动信号通过RC延时网络来设定死区,再经过TC4422来进行功率放大,后给驱动变压器进行原、付边(同名端相反)隔离,最后输出相位相反的信号分别驱动开关管S1和S2.备注:ic CD4046的振荡频率与如下元素的关系:Pin6与Pin7之间的电容c、Pin11脚接地电阻、Pin12脚接地电阻.电容值用来设定最小频率值(电容值大,则最小频率值小),Pin12脚接地电阻一般较大,可设为定值为60kohm,Pin11脚接地电阻用来设定最大频率值(值越小,则最大频率值变大).驱动变压器的输入端的电容,用来阻止DC的直流分量进入,防止其饱和.图4-2 控制电路框图((具体可参考附录图纸1)4.1.2实测波形图4-3,图4-4,图4-5分别显示输入电压在38.5V,53V,58V满负载输出的运行波形. 图4-6输入电压在38.5V,半载时的波形.第一组波形为开关管的驱动信号,第二组为开关管的漏源极之间的电压波形,第.三组是原边的谐振电流波形,第四组是输出整流管两端电压波形图4-3 LLC-SRC在Vin=38.5v,V o=26v,Io=6.5A(满载)由于设计时人为地把谐振频率点变大的缘故,使LLC-SRC在图4-4 Vin=53v,V o=26v,Io=6.5A(满载)状态时,其谐振电流出现台阶(Ls,Cs,Lm谐振的结果),实现了整流管的零电流关断.从图可看出,整流管的电压在其动作时无尖峰,从而二极管的电压等级可选低一些.原边开关管的零电压的条件,在其励磁电流的作用下也得以实现. 4.1.3实测效率图4-7 显示变换器在不同的输入电压,不同输出负载的条件的效率曲线.由于开关管始终运行在零电压的条件下,开关损耗就很小.如果整流管在零电流的条件下运行,那变换器整体损耗绝大部分都来自损耗导通损耗.因此,通常越高的输入电压,(由于原变的电流会减小,此时导通损耗小)其效率就会越高.LLC-SRC在不同的输入电压下可通过调整变压器的变比,实现变换器的优化设计.4.2实际设计案例24.2.1参数的设定以输入电压为48v,三路输出:+5.3v/3.5A、-5.3v/0.3A、+12v/0.5A为了利于计算,把三路折算为一路Uo=5.3v:Io=(5.3*3.5+5.3*0.3+12*0.5)/5.3A=5A即等效为:以输入电压为48v,输出为5.3V/5A的电路主要参数:Vin=38v~58.5vVin-nor=53vVo=6v,考虑整流二极管的压降0.7V,故取6VIo=5Afo=120khzfmin=80khz①变压器的匝比n据 n=Vin-nor/(2Vo-nor) 其中Vin-nor=53v, Vo-nor=6v故n=53/(2*6)≌4.5②谐振电容Cs据 Cs=Io/(4nfmin(Vc_max-nVo_nor))电容上的最大电压取40v,所以,只要取耐压为60v等级的电容由于,Vc_max=40v, fmin=80k, Io=5A,n=4.5, Vo_nor=6v因此,Cs=0.26uF③谐振电感Ls据fs=1/(2π(CsLs))1/2其中, fo=120khz,Cs=0.26Uf因此,Ls=6.7uH④变压器的励磁电感Lm据Vin_min/(2nVo_max)=1+(π2Ls/4Lm)*(1-fo/fmin)其中,fo=120khz,fmin=80khz,Vin_min=38v, Vo_max=28v,Ls=6.7uH 所以,Lm=30uHLLC谐振变换的所有的参数都已确定:n=4.5, Cs=0.26uF, Ls=6.7uH, Lm=30uH⑤最高频率fmax据Vin_max/(2nVo_min)=1+(π2Ls/4Lm)*(1-fs/f)其中,fo=120khz,Vin_max=58.5v, Vo_min=6v, Ls=6.7uH,Lm=30uH 因此,fmax=154khz⑥选择半导体器件:从Ip,RMS=((πIo/n)2+(nVo/2Lmf)2)1/2*21/2/4,其中 fo=120khz,Io=5A,n=4.5, Vo=6v,Lm=30uH所以,Ip,RMS=1.2A开关管的电压压力是58V,故用两片100V/37AMOSFET(IRF3710,R=25mohm).1)对+5.3v输出整流管的电压压力为11V,平均电流为3.5A,因此,选择25V/20A STPS20L25(Vf=0.5v)为其整流管.2)对-5.3v输出由于输出接LM7905 稳压管,因此,变压器需输出电压(加匝数来实现)在8V电压.整流管的电压压力为16V,平均电流为0.3A,因此,也选择25V/20A25V/20ASTPS20L25(Vf=0.5v)为其整流管.3)对+12v输出整流管的电压压力为24V,平均电流为0.5A,因此,选择45V/20A B2045(Vf=0.6v)为其整流管(如果要求该路的电压精度较高,可加稳压管来调整).总结:为了使低于额定负载如半载左右(这时工作效率大于f设定的频率)的情况下,变换器也具有ZCS,可以把计算出的Cs值减小一点(相对而言就是使fs变大)实际取0.22uF.通过实际试验又对励磁电感Lm的值进行了修正,为了减小励磁电流Im(在确保实现开关管ZVS的条件,即可通过Vgs,Vds的波形观察在接近轻载时是否实现零电压开通)进而降低变压器的空载损耗,提高变换器的效率,故把Lm加大为38uH.最大频率fmax可适当的大一些,以来调节在Vin-max,输出轻载时的Vo值.变换器主电路的最终参数:低频限制:80kHz 高频:170kHzS1&S2 :IRF3710(100V ,25mohm)D1: STPS20L25(25V/20A ) D2: B2045(45V/20A ) D3: STPS20L25(25V/20A )谐振电容Cs: 0.22Uf谐振电感Ls: 6.7uH ,其中变压器自身的漏感Lst=0.5uH,外加电感Ls’=6.2uH励磁电感Lm : 38uH变压器变比n: 4.5:1变压器磁心:EER28 TP4原边线圈: 14T,φ0.4*2 2UEWR付边线圈1:(+5.3V/3.5A):3T,φ3T,φ0.1*100 USTC 付边线圈2:(+12V/0.5A):6T,φ 6T,φ0.4 2UEWR付边线圈3:(- 5.3V /0.3A):4T,φ0.4 2UEWR磁心的气隙: 0.44mm 调整使Lm=38uH主架构类同与案例1,具体电路可参考附录图纸2.4.2.2 实测波形图4-8,图4-9,图4-10分别显示输入电压在38.5V ,53V ,58V 满负载输出的运行波形.第一组波形为开关管的驱动信号,第二组为开关管的漏源极之间的电压波形,第三组是原边的谐振电流波形,第四组是输出整流管两端电压波形.图4-9输入电压在53V ,满载时的波形.第一组波形为开关管的驱动信号,第二组为开关管的漏源极之间的电压波形,第三组是原边的谐振电流波形,第四组是输出+5.3v 整流管两端电压波形.从其谐振电流的波形知,工作频率接近Cs,Ls 的谐振频率fs, 谐振电流呈现为正弦波,此时效率得到最佳值. 图4-9输入电压在40V ,满载时的波形,此时工作频率低于设定的谐振频率,谐振电流的波形出现明显的平台,其输出整流关实现零电流关断的条件. 图4-10输入电压在60V ,满载时的波形,此时工作频率高于设定的谐振频率,谐振电流的波形已呈现为三角波,输出整流关失去零电流关断的条件.4.2.3案例二的输出及其效率图4-10 输出记录及效率注:对于多路输出的变换器来说,由于反馈回路只有一路,这样其它路输出的电压的稳定程度会受到负载变化的影响,如波动超出允许范围,一般就要加调整管(稳压管).本例子中的-5.3v/0.3A就是加了7905来实现其精度;+12v/0.5A的输出未加调整管,当在主电路负载变化时就出现其电压波动范围过大,实验时可以在其输出绕组加一匝线圈(提高其输出电压值),再加7812来调整即可满足要求.通过实验发现:由于LLC-SRC的串联谐振型的拓扑电路属于电流型,各路负载变化时彼此电压影响较大,故不太适合多路输出的情况.5 相关公式的推导为了得到输出电压与工作频率的关系,LLC-SRC可简化如图5-1.忽略开关的动作过程.V AB是幅值为Vin,占空比为0.5的方波电源.。
LLC串联谐振全桥DCDC变换器的研究
LLC串联谐振全桥DCDC变换器的研究LLC串联谐振全桥DC-DC变换器是一种在直流-直流能量转换中应用广泛的拓扑结构,具有高效率、高功率密度和较低的电磁干扰等优点。
本文将对LLC串联谐振全桥DC-DC变换器进行研究,并深入探讨其工作原理、技术特点和应用。
LLC串联谐振全桥DC-DC变换器的核心是串联谐振电路,由电感L、电容C和电阻R组成,通过调节谐振频率实现谐振运行。
全桥拓扑结构则是用于控制开关管的通断,通过切换开关管来实现能量的转换。
LLC谐振拓扑和全桥拓扑的结合,使得这种变换器能够在不同负载条件下实现高效的功率转换。
LLC谐振电路的工作原理是利用电感和电容构成谐振回路,在一定的开关周期内实现电能存储和释放。
在开关管导通和关闭的过程中,电容和电感之间的电流和电压会发生周期性的变化,并通过合适的控制电路实现能量的传输。
通过谐振频率的调节,可以实现高效的能量转换,同时还能减小开关管上的开关损耗。
1.高效率:通过LLC谐振拓扑的应用,可以减小开关损耗,并提高能量转换的效率。
相比于传统的硬开关拓扑结构,LLC串联谐振全桥DC-DC变换器的效率更高。
2.高功率密度:由于LLC谐振拓扑减小了开关损耗,同时全桥拓扑结构能够实现高频开关,因此LLC串联谐振全桥DC-DC变换器的功率密度更高,适用于高功率应用场景。
3.低电磁干扰:通过谐振频率的选择和合适的滤波设计,LLC串联谐振全桥DC-DC变换器能够有效地抑制电磁干扰,保证系统的稳定性和可靠性。
LLC串联谐振全桥DC-DC变换器在电力电子领域有着广泛的应用。
例如,在电动汽车中,LLC串联谐振全桥DC-DC变换器可以将电池的直流电压转换为驱动电机所需的直流电压。
在太阳能发电系统中,LLC串联谐振全桥DC-DC变换器可以将太阳能电池板输出的直流电压转换为交流电网所需的电压。
总之,LLC串联谐振全桥DC-DC变换器是一种高效、高功率密度和低电磁干扰的变换器拓扑结构,具有广泛的应用前景。
一种LLC谐振变换器反向工作电路及设计方法[发明专利]
(19)中华人民共和国国家知识产权局(12)发明专利申请(10)申请公布号 (43)申请公布日 (21)申请号 201811447524.X(22)申请日 2018.11.29(71)申请人 西安交通大学地址 710049 陕西省西安市碑林区咸宁西路28号(72)发明人 周昂扬 杨旭 田莫帆 王乃增 李冰洋 (74)专利代理机构 西安通大专利代理有限责任公司 61200代理人 姚咏华(51)Int.Cl.H02M 3/335(2006.01)(54)发明名称一种LLC谐振变换器反向工作电路及设计方法(57)摘要本发明公开了一种LLC谐振变换器反向工作电路及设计方法,包括两组全桥电路、谐振电容C r 、谐振电感L r 、励磁电感L m 和变压器T;两组全桥电路分别并联在变压器T的初级端和次级端,变压器T初级端的全桥电路接电源V in ;谐振电容C r 、谐振电感L r 和励磁电感L m 并联在变压器T的次级端,变压器T次级端的全桥电路接负载Re。
通过确定变压器变比N、电路品质因数Q,确定电感比L n 的值,进而确定电路调频区间;得到变换器的最大增益和最小增益;判断电压增益是否满足设计要求;最终确定谐振电容C r 、谐振电感L r 和励磁电感L m 。
该电路能实现软开关,有效提升变换器功率密度,适用范围广。
权利要求书3页 说明书6页 附图4页CN 109361321 A 2019.02.19C N 109361321A1.一种LLC谐振变换器反向工作电路的设计方法,其特征在于,包括如下步骤:步骤1,根据LLC谐振变换器反向工作电路的设计指标确定变压器变比N;步骤2,根据电路电压增益曲线并结合电路对电压增益大小的需求初步确定电路品质因数Q;步骤3,由电感比L n关于品质因数Q的取值范围,确定电感比L n的值;步骤4,根据电路初级端开关管关断电流大小确定电路调频区间;步骤5,由步骤4得到的调频区间,得到变换器的最大增益和最小增益;若电压增益不能满足设计需求,则返回步骤2调整品质因数Q或返回步骤4调整调频区间,直到电压增益满足需求;步骤6,由步骤2、步骤3分别得到变换器品质因数Q和电感比L n,确定谐振电容C r、谐振电感L r和励磁电感L m。
再谈LLC串联谐振变换器
Cs
S2
Cin
iLs
S2
Ls
iLs
Tr
iLb
D1
iC1
Co
D2
iLb
Delta Electronics (Shanghai) Design Center
DC Gain vs. Switching Frequency
M DC Gain
4 3.5
3 2.5
2 1.5
1 0.5
0 0
r =8
r=6 r=4
90.00
40809.v00Input
88.00
S817.00 Cs
86.00 90v
AHB
88.85
LLC-SRC 88.60
S2
95
D1 Ld
IM
Tr
120v 150v 180v 220v
9L0.m20 90.50 90.80 91.00
89.90 90.60 90.90 91.20
LIsnput VoltagDe 2(V)
Application for High Density Modular Converter
32.0 x 21.5 x 6.0
778W/in3 & 12.3g
58.4 x 22.8 x 11.2
218W/in3 & 31.8g
Delta Electronics (Shanghai) Design Center
---- High Efficiency & Low Cost Adapter
92.00
Efficiency(%)
91.00
400v Input
D1
S1
IM
一种针对LLC串联谐振变换器的精确设计方法
一种针对LLC串联谐振变换器的精确设计方法
刘腾;周子颖;熊爱明;曾剑鸿;应建平
【期刊名称】《电力电子》
【年(卷),期】2007(005)002
【摘要】本文针对LLC串联谐振变换器提出了一种新颖的基于时域分析的精确分
析方法,给出了设计。
的准则和流程。
LLC串联谐振变换器具有拓扑结构简单,高效率和易高频化的特点,目前得到了广泛的应用。
为了优化设计并澄清其设计准则,充分理解该拓扑的直流增益特性以及各参数对效率的影响显得尤为重要。
而基于基波近似的传统频域分析方法难于给出准确的结果。
本文依照所提出的精确分析设计方法,搭建并测试了一个MHz的LLC串联谐振变换器,其效率达96%。
试验结
果证实了所提出的时域分析方法和设计准则的有效性。
【总页数】8页(P21-28)
【作者】刘腾;周子颖;熊爱明;曾剑鸿;应建平
【作者单位】台达电力电子中心
【正文语种】中文
【中图分类】TN624
【相关文献】
1.LLC谐振变换器临界励磁电感的精确设计方法 [J], 张澧生;施佳;施大发
2.LLC谐振变换器的一种宽范围输入设计方法 [J], 耿玉茹;黄世勇
3.一种LLC谐振变换器的磁集成结构设计方法 [J], 熊日辉;姜利亭;;
4.一种LLC谐振变换器的磁集成结构设计方法 [J], 熊日辉;姜利亭;
5.一种LLC谐振变换器的磁集成结构设计方法 [J], 熊日辉;姜利亭
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20190708PattyLLC串联谐振转换器简介
VinCin
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VCoss1
_
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T1
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Co
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0
t0t1
t2t3t4t5
t6t7t8t0
t t t
t
fr1 :第一諧振頻率 fr2 :第二諧振頻率 Zo :諧振電路之特性阻抗 Q :串聯諧振之品質因素
12
Zo值對增益特性之影響
在相同諧振頻率下,Zo(0.1085)對增益之影響
20
18
16
14
12
Vo
10
Fv
8
6
4
2
0.2
0.4
0.60.8Leabharlann 11.21.4
1.6
1.8
2
13
Fsw
5
x 10
Zo值對增益特性之影響
在相同諧振頻率下,Zo(0.2169)對增益之影響
20
18
16
14
12
Vo
10
Fv
8
6
4
2
0.2
0.4
0.6
0.8
1
1.2
1.4
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Power Electronics | 21一种针对LLC串联谐振变换器的精确设计方法A Novel Precise Design Method for LLC Series Resonant Converter台达电力电子中心 刘腾 周子颖 熊爱明 曾剑鸿 应建平摘 要:本文针对LLC串联谐振变换器提出了一种新颖的基于时域分析的精确分析方法,给出了设计的准则和流程。
LLC串联谐振变换器具有拓扑结构简单,高效率和易高频化的特点,目前得到了广泛的应用。
为了优化设计并澄清其设计准则,充分理解该拓扑的直流增益特性以及各参数对效率的影响显得尤为重要。
而基于基波近似的传统频域分析方法难于给出准确的结果。
本文依照所提出的精确分析设计方法,搭建并测试了一个MHz的LLC串联谐振变换器,其效率达96%。
试验结果证实了所提出的时域分析方法和设计准则的有效性。
Abstract:In this paper, a novel precise analysis method based on time domain analysis for LLC series resonantconverter is proposed and a clear design guide line is given. Because LLC resonant converter has simplestructure, high efficiency and high switching frequency capability, it is widely used nowadays. Toachieve an optimized design and propose a clear design guide line, understanding its DC gain characteristicand parameters effect on efficiency is very important. Traditional analysis method[1] based on fundamen-tal-harmonic approximation can not give accurate results. Finally, following proposed design guide line,a prototype of MHz LLC series resonant converter with 96% efficiency has been built and tested.Experimental results testified the analysis method and proposed design guide line.I INTRODUCTIONHigh power density is an important trend fortoday’s power supply market. To meet this trend,topologies with high efficiency and high switchingfrequency capability will be the winner. LLC resonantconverter, which is shown in Fig.1, has been widelydiscussed recently for its simple structure and highefficiency. This converter has high switching fre-quency capability because of its ZCS and ZVS workingconditions. But at high switching frequency, switch-ing losses still exist especially the primary switchturn off loss and secondary diode reverse recoveryloss. And different parameters will bring differentworking waveforms and different switching losses.Because there are too many parameters such as reso-nant inductance Ls, resonant capacitance Cs and mag-netizing inductance Lm, design becomes complex.To overcome the design problem, traditional de-sign method based on fundamental-harmonic approxi-mation is given first. After discussing detailed opera-Fig.1 LLC series resonant converter22 | Power Electronicstion principle of LLC series resonant converter, anovel precise analysis method based on time domainanalysis is proposed and a clear design guide line isgiven. In the end, some experimental results aregiven to prove the proposed analysis method anddesign guide line.II FREQUENCY DOMAIN ANALYSISThere are some researches done related to tradi-tional analysis method for LLC converter based onfundamental-harmonic approximation. The key pointis assuming only fundamental-harmonic of primarycurrent sending power. So a sine wave current insteadof actual primary current is used for analysis and anequivalent circuit in frequency domain is obtained asshown in Fig.2.Using this equivalent circuit, a normalized DCgain equation is deduced as follows.2222)1()111(12/),,(?????????????QhhVVnQhMin (1)Where:RonCsLsQ???228? (2)LsLmh? (3)ffs?? (4)CsLsf?????210 (5)M is the normalized DC gain which is a functionof h, Q and Ω. And h, Q and Ω are also normalizedvariables which are related to the parameters ofactual circuit such as Ls, Cs, Lm and n (transformer’s turn ratio). Where, fBsB is the switching frequency;fB0B is the resonant frequency and Ro is the loadresistance.Using the deduced DC gain equation (1) somecurves are drawn as shown in Fig.3. X axis is Ω(normalized switching frequency).Because frequency domain analysis is based onfundamental-harmonic approximation, the results andcurves are inaccurate. The assumption is wrong be-cause high-order-harmonic components of primarycurrent also transfer power. And in frequency domain,all waveforms are sine waves. Actual waveforms cannot be described in detail result in hardness of analyz-ing conduction losses and switching losses. So it ishard to develop a precise optimization design method.To overcome this problem, the first step is to analyzethe operation principle of LLC converter in timedomain.III. OPERATION PRINCIPLEWhen switching frequency is below resonant fre-quency fB0B, there are two operation modes shown inFig.4. From up to down, they are driving signals ofprimary switches S1 and S2, current of Ls, current ofFig.2 Equivalent circuit at frequency domainFig.3 DC gain curves based onfrequency domain analysisPower Electronics | 23Lm, current of primary switch S1, voltage of point A(shown in Fig.1), current through secondary diode D1and reverse voltage across it.A. Operation mode ADuring this operation mode, switch S1 is on anddiode D1 conducts as shown in Fig.5 (a). Primaryenergy is transferred to secondary side through theresonance of Ls and Cs. Meanwhile, reflected outputvoltage VBoB is applied across Lm and magnetizingcurrent iBLmB keeps rising linearly. When resonantcurrent iBLsB is equal to iBLmB at TB1B, secondarydiode’s current decreases to zero and D1 stopsconducting. In this way, secondary diode’s ZCScondition is achieved. After TB1B, operation modechanges to mode B.B. Operation mode BAlthough ZCS condition of the secondary diodesis achieved at the beginning of this mode, the reverserecovery problem of these diodes still exists becauseof the high di/dt of iBD1B and the reverse voltageapplied across D1 soon after TB1B. And in this modethere is a resonance between Ls, Cs and Lm as shownin Fig.5 (b) and no energy is sent to secondary side.That’s why this topology is called LLC converter.This mode ends when switch S1 is turned off. Afterthat, there is also a resonance between Ls, Cs, Lm andparasitic output capacitance of the primary mosfetsthat makes vBAB drops to zero to achieve ZVScondition of primary switch S2. For convenience, thisresonance for ZVS is not discussed here which is alsoimportant factor in real high frequency design. Andthe turn off loss of primary switches, which is relatedto primary switch turn off current (iBS1B at TB2B),is relatively high when operating at high switchingfrequency.After TB2B, switch S2 is turned on and operationmode changes back to mode A, the difference is thatcurrent is flowing through S2 and D2.From upper operation principle discussion, it isclear that LLC converter has ZCS and ZVS workingconditions and is suitable for high switching frequency.But it still has switching losses including primaryswitch turn off loss and secondary diode reverserecovery loss. To analyze the switching loss and theeffect of parameters, a novel precise analysis methodbased on time domain analysis is proposed.IV TIME DOMAIN ANALYSISWhen switching frequency below resonantfrequency, the operation of LLC converter has twoworking modes which are discussed in section III.Fig.4 Operation modes of LLC convertera) Equivalent circuit at mode Ab) Equivalent circuit at mode BFig.5 Equivalent circuits24 | Power ElectronicsA. Deducing method and some equationsThe main point of the time domain analysismethod is using state equations to deduce every stateof the operation of LLC converter.During operation mode A (refer Fig.5 (a)), thedifferential equations are listed as following:)()(t i dtdLs V n t u V Ls o Cs in ????? (6))()(t i t u dtdCs Ls Cs ?? (7)o Lm V n t i dtdLm ???)( (8)With the initial conditions:0)0(T Ls I i ? (9)0)0(CsT Cs V u ? (10)0)0(T Lm I i ? (11)After calculation, the state equations of mode Aare:????t V V V n t u in CsT o Cs ??????00cos )(???o in T V n V t I Ls ????????000sin ?? (12)??t I t i T Ls ???00cos )(?????t V V n V Cs CsT o in ????????000sin ?? (13)t LmV n I t i oT Lm ????0)( (14)Where:CsLs ??10? (15)During operation mode B (refer Fig.5 (b)), theequations are listed below.??)()(t u V t i dtd Lm Ls Cs in Ls ???? (16))()()(t i t i t u dtdCs Lm Ls Cs ??? (17)With the initial conditions:1)0(T Ls I i ? (18)1)0(CsT Cs V u ? (19)After calculation, the state equations of mode Bare:??t I t i t i T Lm Ls ????11cos )()(?????t V V Cs CsT in ??????111sin ?? (20)????t I Lm Ls t u T Cs ??????111sin )(??????in in CsT V t V V ?????11cos ? (21)Where:??Cs Lm Ls ???11? (22)In upper deducing, primary switches’ Rdson,secondary diodes’ forward voltage drop, outputcapacitor’s ESR and primary switch ZVS transienttime are omitted for convenience.To avoid repetitive calculation, normalized methodis used here. And normalized state equations areshown as below.Mode A:????cos )(*0*??T Ls I i ??????sin 28*02??????CsT V M Q (23)??????cos 2)(*0*????CsT Cs V M u ??M I Q T ??????2sin 8*02?? (24)?????????Qh M I i T Lm 8)(2*0* (25)Mode B:????????????h I i T Ls 11cos )(*1*???????????????????h Q h VCsT 11sin 81122*1 (26)?????????????????h Q h I u T Cs 11sin 81)(2*1*??211cos 2*1?????????????h V CsT (27)Where normalizing factors are:Power Electronics | 25 2inVfor voltage normalization,oinRnV?22for current normalization.Only having state equations is not enough, rela-tionship of boundary conditions is also important forfinal deducing.Since mode B begins when mode A ends (referFig.4), the boundary conditions are:State (T1-) = state (T1+)And mode A starts again right after mode B:State (T0+) is related to state (T2-).For a instance, iLs(T0)=-iLs(T2).Energy balance is also an issue for calculation.Output voltage must keep constant after a half switchingperiod’s power sending.Keeping upper discussion in mind, the detailedoperation condition can be deduced using complexnumeral calculation. And no symbolic answer can begiven here.When switching frequency is above resonantfrequency, the same method and similar equations canhelp us too. That is omitted here.B. Deduced DC gainUsing time domain analysis method, there is noinformation loss theoretically. And the normalizedmethod is also used here like in frequency domainanalysis. The normalized DC gain curves based ontime domain analysis are given below in Fig.6.Comparing Fig.6 and Fig.3, deduced curves basedon time domain analysis “bring” higher DC gainthan those based on frequency domain analysis. Thatmeans to meet a certain DC gain requirement, timedomain analysis gives more options of combination ofQ and h. And some options obviously can bring highefficiency. So the precise method can bring us morechances to achieve a high efficiency design whilemaintaining DC gain requirement. At the left uppercorner of Fig.6 the curves end because another op-eration mode appears and in such operation modebody diodes of primary mosfets have serious reverserecovery problem which is not preferred.C. Deduced curves for parameter optimizationAnother important issue of design is efficiency.Different from frequency domain analysis, time do-main analysis can give us more information for effi-ciency optimization.In Fig.7 normalized RMS value of primary switchcurrent and that of secondary switch current (forSynchronous Rectifier (SR)) are given. These curvesare for primary and secondary conduction losses analysiswhen DC gain (M) is equal to 1.05. X axis is h andcurves in different color are for different Q.Fig.6 DC gain curves based on time domain analysisFig.7 Curves for conduction loss optimization26 | Power ElectronicsAt high switching frequency, switching loss be-comes larger. There are normalized curves in Fig.8with same DC gain for optimization of primary switchturn off loss which is related to primary switch turnoff current and secondary diode reverse recovery losswhich is related to secondary diode (or SR) turn offreverse voltage.In a real design, engineer needs trade-off be-tween conduction loss and switching loss. Havingthese curves and considering actual devices, selectionof Q and h for efficiency optimization becomes possible.D. Start-up current considerationStart-up issue is also a problem of LLC converter.Before start-up, output voltage is zero. So firstcurrent peak is high which causes over design of theprimary mosfets in spite of the adoption of highfrequency startup.After deducing, the equation to describe the peakvalue of the start-up current is listed as below:2)sin(421422???????????SSSQQIp??? (28)Where:ffstartupsS???(29)Ip* is the normalized first current peak andaffected by Q and Ωs (normalized start-up switchingfrequency).Effect of parameters is shown in Fig.9. X axis isΩs. From these curves, we can see higher start-upswitching frequency (>2 fB0) will bring lower start-up current and smaller Q will cause higher start-upcurrent. In actual design, it’s hard to increase thestart-up switching frequency when resonant frequencyis high such as 1 MHz. Then the only way to limitstart-up current is to enlarge Q in design. By theway, there are many other smart methods to reducestart-up current such as adjusting turn on resistanceof primary switches which is protected by patent.To sum up, start-up issue, efficiency optimiza-tion and maximal DC gain requirement affect theselection and optimization of normalized parameters.And in time domain analysis, the solution is easy toreach.V NORMALIZED DESIGN PROCEDUREBased on time domain analysis, a normalizeddesign method is given below:There are five steps in the design procedure.After knowing spec, first step is to calculate theFig.8 Curves for switching loss optimizationFig.9 Normalized start-up first peak currentPower Electronics | 27maximal DC gain requirement (refer Equ.(1)) andmiddle DC gain which is related to efficiency optimi-zation point. For example, if the spec of a 1.2 kWLLC converter is:Input:370 V ̄ 410 V, with middle point390V;Output:12 V/100 A;Input voltage for holdup time requirement: 240VIf n=17 is selected, the calculated results are:Mmax=1.70Mmid=1.05The next step is to select suitable Q to meetstart-up current requirement. If the maximal allow-able peak current is 42 A (normalized value is 7.5),Q larger than 1/3 is reasonable (refer to Fig.9).The third step is to select Q and h for maximalDC gain requirement (here is 1.70). This step can befinished using Fig.6 and so on. For example Q=1/3,h=3-6 is a suitable choice.The fourth step is to optimize efficiency @Mmid=1.05. Fig.7 and Fig.8 can give some helpabout this job.The last step is to calculate the actual parametersfor circuit design. If Q=1/3, h=6, n=17 and f0=1MHz are selected, final parameters can be calculatedas follows:H f QRo n Ls ??49.12403?????? (30)nF QRo n f Cs 99.161620??????? (31)H f hQ Ro n Lm ??95.82403??????? (32)VI EXPERIMENTAL RESULTSTo testify the proposed design procedure andtime domain analysis method, some experiments havebeen done.The first one is DC gain verification. After doingsome experiments on a one Meg Hz LLC converter,the curves are obtained while keeping Q=1/3 andh=6.In Fig.11, simulated results meet time domainanalysis results very well because of its idealization.Large error appears between frequency domain analy-sis results and simulated results as expected. Finallythe experimental results testify the time domain analysisresults again. There is little error near resonantfrequency because of effect of primary switch ZVStransient time. The dead time between two primarydriving signals is about 60 ns which can not beignored because the resonant period is 1000 ns.Another important thing is to testify the pro-posed design procedure based on time domain analysis.A 1.2 kW LLC converter with high efficiency andFig.10 Proposed normalized design procedureFig.11 DC gain verification @ Q=1/3 h=628 | Power Electronicshigh switching frequency has been developed. Theresonant frequency f0 is one MHz. And the efficiencycurve is shown in Fig.12. Full load (12 V / 100 A)efficiency is over 96% (without secondary driving loss)while the switching frequency is about 720 kHz.Considering actual bus capacitance and 12 ms hold-uptime requirement, maximal DC gain requirement isabout 1.5. So Q=1/3 and h=8.5 are chosen in realdesign.The results of design without optimization (Q=1/2, h=4.1) are also shown here and this design isbased on frequency domain analysis method.The calculated efficiency curve of 720 kHz PhaseShift Full Bridge (P.S.F.B.) dc-dc converter withsame specifications is also shown here. Because of theduty cycle loss the efficiency is not good.By optimization, LLC converter can reach highefficiency at high switching frequency. And tradi-tional P.S.F.B. converter is hard to obtain highefficiency at high switching frequency.VII CONCLUSIONSTo sum up, the proposed time domain analysismethod is more precise than frequency domain analy-sis method. Based on this method, the normalizeddesign method for LLC series resonant converter hasbeen developed. Following this procedure the MHzLLC series resonant converter can reach high effi-ciency at high switching frequency. Furthermore,the analysis method and design guide line have beenFig.12 Efficiency verificationverified by experiments. In a word, the precise designmethod is useful for future design of LLC converter.REFERENCES[1] G. Huang, "LLC Series Resonant DC/DCConverter," 2000 DPEC Seminar Proceeding.[2] B. Yang; Lee, F.C.; Zhang, A.J.; GuisongHuang, "LLC resonant converter for front end DC/DC conversion," IEEE APEC’ 2002, pp. 1108-1112,2002.[3] J. Lazar; R. Martinelli, "Steady-state analysisof the LLC series resonant converter," IEEE APEC’2001, pp. 728–735 vol.2.[4] Z. Zhou; A. Xiong; T. Liu; F. Li; J. Zeng;J. Ying, "Design of LLC converter in 36 W/inch3DPS application," 2004 DPEC Seminar Proceeding.[5] F. Li; J. Zeng; T. Liu; Z. Zhou; A. Xiong;J. Ying, "A Novel Structure Transformer for HighFrequency Application," 2004 DPEC SeminarProceeding.倒立式互感器打入国际市场日前,河北保定天威互感器有限公司出口伊朗阿拉克电解铝厂的四台倒立式132kV电流互感器,经过各项试验检测合格,并顺利出厂,发往伊朗。