自己总结 有源功率因数校正 APFC

自己总结有源功率因数校正 APFC
一、功率因数的定义功率因数PF定义为：功率因数（PF）是指交流输入有功功率（P）与输入视在功率（S）的比值。

PF＝＝=cos= cos （1）式中：
：基波因数，即基波电流有效值I1与电网电流有效值IR之比。

I R：电网电流有效值 I1：基波电流有效值 UL：电网电压有效值cosΦ：基波电流与基波电压的位移因数在线性电路中，无谐波电流，电网电流有效值IR与基波电流有效值I1相等，基波因数=1，所以PF＝cosΦ＝1cosΦ＝cosΦ。

当线性电路且为纯电阻性负载时，PF＝cosΦ＝11＝1。

二、有源功率因数校正技术
1、有源功率因数校正分类（1）按电路结构分为：降压式、升/降压式、反激式、升压式（boost）。

其中升压式为简单电流型控制，PF值高，总谐波失真（THD：Total Harmonic Distortion）小，效率高，适用于75W~2000W功率范围的应用场合，应用最为广泛。

它具有以下优点：l 电路中的电感L适用于电流型控制l 由于升压型APFC的预调整作用在输出电容器C上保持高电压，所以电容器C体积小、储能大l 在整个交流输入电压变化范围内能保持很高的功率因数l 输入电流连续，并且在APFC 开关瞬间输入电流小，易于EMI滤波l 升压电感L能阻止快速的电压、电流瞬变，提高了电路工作可靠性（2）按输入电流的控制
原理分为：平均电流型（工作频率固定，输入电流连续）、滞后电流型、峰值电流型、电压控制型。

图1 输入电流波形图其中平均电流型的主要有点如下：l 恒频控制 l 工作在电感电流连续状态，开关管电流有效值小、EMI滤波器体积小。

l 能抑制开关噪声 l 输入电流波形失真小主要缺点是：
l 控制电路复杂l 需用乘法器和除法器 l 需检测电感电流l 需电流控制环路（3）按输入电流的工作模式分为：连续导通模式CCM(Continuous Conduction Mode)和不连续导通模式
DCM(Discontinuous Conduction Mode)。

（4）按拓扑结构可分为：双级模式和单级模式。

单级功率校正---峰值电流控制
2、有源功率因数校正原理有源功率因数校正（Active Power Factor Correction，简称APFC）技术的思路是，控制已整流后的电流，使之在对滤波大电容充电之前能与整流后的电压波形相同，从而避免形成电流脉冲，减小输入电流谐波,达到改善功率因数的目的。

有源功率因数校正电路原理图整流器输出电压ud、升压变换器输出电容电压uC与给定电压U*c的差值都同时作为乘法器的输入，构成电压外环, 而乘法器的输出就是电流环的给定电流I*s。

升压变换器输出电容电压uC与给定电压U*c作比较的目的是判断输出电压是否与给定电压相同，如果不相同，可以通过调节器调节使之与给定电压相同，调节器（图中的运算放大器）的输出是一个直流值，这就是电压环的作用。

而整流器输出电压ud显然是正弦半波电压波形，它与调节器结果相乘后波形不
变，所以很明显也是正弦半波的波形且与ud同相。

将乘法器的输出作为电流环的给定信号I*s ，才能保证被控制的电感电流iL 与电压波形ud一致。

I*s的幅值与输出电压uC同给定电压U*c的差值有关，也与ud的幅值有关。

L1中的电流检测信号iF与I*s 构成电流环，产生PWM信号, 即开关V的驱动信号。

V导通，电感电流iL增加，电流线性增加，电能以磁能的形式储存在电感线圈中，电容C放电为负载提供能量。

当iL增加到等于电流Is*时，V截止，二极管导通，电源和升压电感L1（由于线圈中的磁能将改变线圈L两端的电压极性，以保持其电流iL不变，线圈L 转化成VL与电源电压VIN串联高于输出电压）释放能量，同时给电容C充电和向负载供电，这就是电流环的作用。

这种电路优点是输入电流完全连续，并且在整个输入电压的正弦周期都可以调试，缺点是输出电压必须大于输入电压的最大值，所以输出电压比较高，不能利用开关管实现输出短路保护。

三、UC3854控制集成块UC3854是一种工作于平均电流的的升压型（boost）APFC电路，它的峰值开关电流近似等于输入电流，是目前使用最广泛的APFC电路。

1、UC3854总体结构UC3854的总体结构如下图所示，主要包括以下几个功能模块：电压误差放大器模块，电流误差放大器模块，乘除法器模块，锯齿波发生器模块，输出驱动模块，以及峰值限制比较器模块，欠电压过电压保护模块，软起动模块和一些
数字逻辑。

为了简化模型，建模中省去欠电压、过电压锁存比较器，软起动等辅助环节。

UC3854 内部结构图中，标有
A、
B、C 的方框是所谓的乘法器，电压误差放大器的输出（在引脚7 上可以测量到）是乘法器的一个输入，称作 A。

乘法器的另一个输入，取自整流器的输出电压波形，通过引脚6 引入，称作B。

前馈电压校正是通过引脚6 引入的，称作 C。

这三个量在乘法器里运算后，乘法器输出为电流 Imo，它接到引脚5。

这个电流Imo 与实际电流值 Isense（引脚4）在电流误差放大器中进行比较。

电流误差放大器的右侧是PWM 比较器。

在 PWM 比较器里，电流误差放大器的输出与芯片振荡器的输出斜坡电压相比较。

振荡器与 PWM 比较器的输出用来驱动一个 RS 触发器，RS 触发器再驱动推挽电路输出 PWM 信号（脚16），用来控制主电路开关管的开断时刻。

振荡器的定时电容从引脚14 接入，定时电阻器外接在脚12，它在 UC3854 中还起到乘法器的最大输出电流限制作用。

另外，芯片工作电源自脚15引入，脚1 为芯片“地”。

U
C3854 内部结构图的左上角，包含了一个欠压锁定比较器和一个使能比较器，它们都是滞环比较器，欠压比较器用来监控芯片本身工作电源的电平；使能比较器可用来控制芯片是处于工作状态还是封锁状态，只有当使能比较器的输出都为高电平时，才允许芯片进入工作状态。

这两个比较器的下方是电压比较器。

芯片中的电压比较器实际上是电压误差放大器。

电压比较器的同相输入端内接3V 的参考电压，反相输入端连接到引脚11，称作 Vsence，Vsence 代表的是输出电压。

电压误差放大器旁边所接的二极管是想表示其内部作用而不是表示其实际配置。

电压误差放大器的同相输入端还连到下方的软启动电路。

这样可以让电压控制环在输出电压达到它的工作点之前就开始工作，可以消除一般电源装置深受其害的开启超调。

在引脚11 与放大器反向输入端之间所接的二极管同样是一个理想二极管，用来消除参考电压上是否有额外的二极管压降的疑虑。

引脚2 上提供一个紧急峰值电流限制信号，当脚2 的电平被轻微地拉到“地”以下时，PWM 输出信号就会被封锁。

芯片内置了一个14uA 电流源给软起动电路的定时电容器 CT 充电。

2、UC3854的引脚（端）功能表引脚序号引脚符号引脚说明
1Gnd接地端，器件内部电压均以此电压为基准2PK1MT峰值限定端，其阈值电压为零伏与芯片外电流传感电阻负端相连，有可与芯片内接基准电压的电阻相连，使峰值电流比较器反向端电位补偿至零3CAOut电流误差放大器的输出端，对输入总线电流进行检测，并向脉宽调制器发送电流校正信号的宽带运放输出4Isense 电流传感信号接至电流放大器反向输入端，4脚电压应高于－0、5
伏（因采用二极管对地保护）5MultOut乘法放大器的输出和电流误差放大器的正向输入端6IAC乘法器前馈交流输入端，与B端相连，6脚的设定电压为6伏，通过外接电阻与整流桥输出工频总线相连，并用电阻与芯片内基准相连7VAOut误差电压放大器的输出电压，这个信号又与乘法器A端相连，但若低于1伏乘法器便无输出8VRMS前馈总线电压有效值端，与跟输入线电压有效值正比的电阻相连时，可对线电压的变化进行补偿9VREF基准电压输出端，可对周边电路提供10mA的驱动电流10ENA允许比较器输入端，不用时与＋5伏电压相连11VSENSE电压误差放大器反向输入端，在芯片外与反馈网络相连，或通过分压网络与功率因子较正器输出相连12RSET12脚信号与地接入不同的电阻，用来调节振荡器的输出和乘法器的最大输出13SS软起动端，与误差电压放大器同相端相连14CT接对地电容器CT，作为振荡器定时电容15VCC正电源阈值为10V～16V16GTDrvPWM信号的图腾输出端，外接MOSFET 管的栅极，该端电压箝位在15V
3、主要电路参数设计
3、1主要设计要求（1）输入：AC220V20%，50Hz5% 。

（2）输出：DC400V。

（3）输出功率：5000W。

（4）电压调整率：≤1%，负载10%~100%变化范围时。

（5）效率：≥80% 。

（6）功率因数：在输入电压220V20%，输出满载时，
≥99%。

3、2主要参数计算与选择（1）主开关器件 VT 的选择开关器件所承受的最大电压为输出直流电压，即400V。

开关器件所承受的最大电流为线路的最大峰值电流
Iline(pk)。

式（3）中，Pout为输出功率，为5000W；Vin(min)为最低网压的有效值，为220（1%~20%）V；η 为电源效率，为 0、8。

算出：Iline(pk)=50A。

根据开关器件对电压和电流的要求，开关器件选择单管型IGBT 器件。

考虑适当的裕度以及在较高温度下的降额使用后，本设计选择1200V/150A的 IGBT 器件。

（2）开关频率的选择开关频率高，可以减小 APFC 电路的结构尺寸，提高功率密度，减小失真；但频率太高又会增大开关损耗，影响效率。

本设计中将开关频率选择为30kHz，作为尺寸与效率之间的一种综合考虑，这样的频率下，电感量的大小合理，尖峰失真小，电感器的物理尺寸较小，IGBT 和 Boost 二极管 VD上的功率耗损也不会过多。

（3）Boost 电感的计算[5]在变换器频率一定的情况下，电感值决定了输入端高频纹波的值。

线路输入电流的最大值 Iline(pk)发生在最小网压的峰值处，它的值前已算出，即
Iline(pk)=50A。

升压变换器的最大纹波电流发生在占空比为50%处，也就是当升压比为 M=Vout/Vin=1/(1-D)=2 时。

电感器纹波电流的峰峰值，通常是按照最大输入电流值的20%来选取的，这只是经验值，因为这通常不是高频纹波电流的最大值。

纹波电流选择过大，就可能使变换器进入断续工作方式的时间在整个周期占的比例过大，为此就必须设计更大的输入滤波器，以衰减更高频的纹波电流。

UC3854 由于采用了平均电流方式控制，因此允许变换器在连续与断续工作方式下平稳过渡并保持性能基本不变。

电感器的电感量是根据最小网压下，正弦波定点处的电流幅值和占空比 D，再结合开关频率来选择的。

式（4）、（5）中，∆I 是纹波电流的峰峰值；Vout 是输出电压；Vin(pk)是最小网压的峰值；fs 是开关频率。

由（4）、（5）上式可算出：D=0、38，L=0、31mH。

高频纹波电流是叠加在线路电流之上的，所以峰值电感电流就是线路电流的幅值与1/2 纹波电流峰峰值的和。

本设计中，已将峰值电流限制设定为120%的最大电流，即60A。

因此电感器额定电流按60A 选择。

（2）升压二级管 VD 的选择升压二级管应选 trr 小，正向压降小且具有软恢复特性的超快恢复二极管。

二极管的额定电流必须大于电感上电流的最大峰值60A，并留有一定的裕度。

（3）输出电容器的选择流过输出电容器的总电流是开关纹波电流与二次谐波线路电流之和。

输出电容器的选择应考虑开关
频率、纹波电流值、二次谐波纹波电流、直流输出电压值、输出纹波电压值及维持时间。

输出维持时间，在选择输出电容器的电容量中起主导作用。

它是指在输入功率已经切断（开关管关断）之后，在给定的电压范围内，输出电压能够维持的时间长度。

维持时间是输出电容器储能、负载功率、输出电压和负载容许工作的最小电压之间的一个函数，输出电容值可用下面的公式计算出。

式（6）中，C 是输出电容器的值；Pout 是负载功率；Vout 是输出额定电压；
Vout(min)是负载容许工作的最小电压；∆T 是维持时间。

可计算出 C=8571uF，取为9000uF。

在大多数直流输出的开关电源设计中，维持时间的经验值是每瓦1 到2u 之间。

计算值9000uF 与经验值两者是相符合的。