01-陈为-功率变换器电磁兼容与磁性元件
磁集成有源箝位正激变换器小信号建模分析
根 据单端 有源 箝 位 正 激 变换 器 的 工作 原 理 ， 电
路 的 工 作 模 式 分 为 ２个 阶 段 ， 作 波 形 如 图 ３所 示 ， 工 图 中包 含 了绕 组 电 流 、。 和 等 效 电 感 电 流 ｉ 、 。ｉ 、 ｉ ｉ 各 等 效 电 感 电 流 的 工 作 情 况 直 接 表 示 于 图
２ 磁 集 成 正 激 变 换 器 的 工 作 过 程 分 析
２ １ 等 效 模 型 分 析 ．
收 稿 日 期 ： ２ １ ０ —７ ０ ０—６ ０
基 金 项 目 ：国 家 自然 科 学 基 金 资 助 项 目 （０ ７ ００ ； 建 省 自然 科 学 基 金 资 助 项 目（０ ９０ ２２ ５ ８７ １ ） 福 ２ ０ Ｊ１４ ） 作 者 简 介 ：陈 为 （ ９ ８ ） 男 ， 建 籍 ，教授 ／ 导 ，博 士 ， 要 从 事 电力 电子 功 率 变 换 、 １５ 一 ， 福 博 主 高频 磁 技 术 、 磁 兼 容诊 断 与 电
动 态 零 点 ， 且 传 递 函 数 以 输 出 零 纹 波 为 临 界 条 件 出现 右 半 平 面 零 点 。 并
关 键 词 ：磁 集 成 ；小 信 号 建 模 ；右 半 平 面 零 点 ；零 纹 波
中 图分 类号 ：Ｔ ６ Ｍ４ ３ 文 献 标 识 码 ：Ａ 文 章 编 号 ：１ ０ －０ ６（ ０ １ ０ －０ ３０ ０ ３３ ７ ２ １ ） ２０ １ －５
以减小 输 出电流 纹 波 和缩 小 磁 件 体积 ， 利 于提 升 有
功率密 度 和优化 电路 性 能 。为 了进 一 步深 化 对 磁集成 正激 变换 器 环路 稳 定 性 的认 识 ， 须建 立 这 必 类变换 器 的小信 号 模 型 。 目前 ， 已有 的 小 信 号建 模
陈为老师 开关电源变压器模型与设计-20110715
电压
Vi+Vo*n Vi
ON OFF DCM
电流
DCM
实际波形 理想波形
8
4
Vi+Vo*n Vi
DCM下波形与变压器参数
Lk Cp Lm
Vds Cds
Lk Cp Lm
ip
Lk
Cp Lm
Cds
Vds Cds
ip
Lk
n:1
Cp Lm
Cds
9
Vi+Vo*n
CCM下波形与变压器参数
Lk Cp Lm
Vds Cds
13
降低变压器的绕组损耗--基本结构考虑
简单结构
Leakage flux
Main flux
三明治结构
Leakage flux
交错结构
Leakage flux
MMF(x) Ip
x
MMF(x) Ip
x
MMF(x) Ip
x
H(x), MMF
4*Ip
H(x), MMF
2*Ip
x
H(x), MMF
x
1*Ip
x 14
6
铜箔导体的涡流损耗特性
H1
0
i(t)
H2 x
∇2H (x) − jωσμH (x) = 0
With H(x=0) = H1 H(x=D) = H2
H (x) = H1 sinh[ k (D − x)] + H 2 sinh( kx) sinh( kD)
J (x) = k ⋅ H1 cosh[ k (D − x)] − H 2 cosh( kx) sinh( kD)
0 2A
2A
E Total
= U 2 C0 2A
超低损耗角磁芯损耗测量的量热计法
超低损耗角磁芯损耗测量的量热计法汪晶慧;陈为【摘要】针对交流功率计法在测量超低损耗角磁芯损耗时有很大误差的问题,量热计法通过测量被测件损耗导致的温升间接获得损耗,不受被测件阻抗角大小的影响,从理论上可以精确地测量损耗.但是现有的量热计法无法完全规避测量过程中的误差,不适用于测量低损耗.本文详细分析了量热计法的测量误差来源,在此基础上提出分段定标消除误差.文章设计并建立了量热计法的装置,且实验验证了分段定标量热计法测量低损耗时具有较高的精度.%The calorimetric method indirectly measures the core loss by measuring the temperature rise of the magnetic component. The measurement process is not influenced by the impedance angle of the magnetic component, so it can measure the core loss more accurately. However, the existing calorimetric method can not evade the error in the measurement process, so it is not applicable to the measurement of low losses. The sources of measurement error are analysed in detail in this paper, and a novel calorimetric method by calibrating in section to eliminate the error is proposed. The calorimetric method equipment is put forward in this paper, and the results validate that it is more accurate to measure the low losses by the experiment.【期刊名称】《电工电能新技术》【年(卷),期】2012(031)004【总页数】5页(P6-9,14)【关键词】量热计法;磁芯损耗;分段定标【作者】汪晶慧;陈为【作者单位】福州大学电气工程与自动化学院,福建福州350108;福州大学电气工程与自动化学院,福建福州350108【正文语种】中文【中图分类】TM572在功率变换技术中，为获得高效率和高功率密度设计，有必要对磁性元件的损耗进行优化。
DCDC变换器中磁性元件的设计
目录摘要 (1)ABSTRACT (1)1 绪纶 (1)1.1变压器设计概述 (1)1.2电感设计概述 (3)1.3磁集成技术简介 (4)1.4本文选题意义和研究的内容 (4)2 DC/DC变换器磁性元件设计理论及其设计方法 (5)2.1磁性元件损耗、漏磁、散磁分析及其设计原理 (5)2.2DC/DC变换器磁芯工作状态 (7)2.3各类DC/DC变换器中磁性元件设计方法 (8)2.4磁性元件结构和工艺设计 (12)3磁集成技术 (13)3.1集成磁件的分析方法 (13)3.2集成磁件具体应用——磁件的集成 (15)3.3磁集成方式 (16)4 ZVS-ZCS三电平DC/DC变换器中磁性元件设计 (17)4.1ZVS-ZCS TL工作原理和磁件参数计算 (18)4.2磁性元件设计 (19)4.3实验验证 (23)5 结语 (24)致谢...................................................... 错误!未定义书签。
参考文献 (25)DC/DC变换器中磁性元件的设计摘要：磁性元件是DC/DC变换器中的关键部分，它决定了变换器体积效率等多方面性能。
本文结合几种典型的DC/DC变换器归纳了磁性元件分析与设计的方法，得出了磁性元件设计原理；对DC/DC变换器（正激式、反激式、半桥全桥以及推换式）按磁芯工作状态分类，分别介绍了各类磁性性元件设计过程；并对磁件结构和工艺进行了研究;而后分析了集成磁件分析与建模方法，以及磁件集成的推导过程。
最后结合ZVS-ZCS三电平DC/DC变换器对磁性元件进行了设计，介绍了具体设计过程以及三电平变换器。
关键词：磁性元件、DC/DC变换器、磁集成技术、三电平、倍流整流。
Abstract: Magnetic element is one of main parts in DC/DC converter, which determines several kinds of performance of converters such as volume and efficiency. This paper summarizes the means ofdesigning and analyzing magnetic components and obtains the designing principle .According todifferent functional modes of magnetic core of DC/DC converters (Forword, Flyback,Halfbridge,Full-bridge and Push-pull converter ) ,various designing process are presented respectively .Then it analyzes the structure of magnetic components and crafts. The methods of modeling anddeducing of integrated magnetic elements are also presented. In addition, it designs the magneticcomponents and introduces TL converter combining ZVS-ZCS TL DC/DC.Keywords: Magnetic, DC-to-DC converter ,Magnetic integration, Three level converter ,Current double rectify1 绪纶磁性元件是开关电源中重要的组成部分，它是能量储存与转换、电气隔离与滤波的主要器件。
陈为 磁性器件
− 32
Hk
90
Hdc=13.85A/m, Pc=526 (kw/m3)
0.37 0.37 0.27
0.17
Bk 0.075
0.023
0.12 − 0.22 0.22 32 1.5 29 59.5 90
− 32
Hk
90
Hdc=34.62A/m,Pc=647 ( kw/m3)
13
永磁体预偏磁的应用
加永磁体后
D2D
Isolated DC/DC Converter
隔离/变压/稳压
5.0V 1.2V 0.8-1.8V
2.5V 1.8V 12V
2
功率密度
AC/DC变换器性能发展趋势-高效率
[W/in3]
40 35 30 25 20 15 10
5 1
Server/telecom front end (single output for DPA)
1982.02: 毕业于福州大学电机系
1990.11: 在福州大学获得工学博士学位
1996.12-1998.11: 在美国电力电子系统中心(CPES)从事高 级访问学者研究两年
1999.07-2008.03: 兼职台达上海电力电子研发中心和台达 零组件上海研发中心，历任高级经理，副主任和技术主任
1996 1998 2000 2002 2004
330 400 500 700 700 200 200 200 250 350
100 150 150 200 50 100 120 50
2006
800 400 300 150 66
2008
800 600 400 200 100
晶片开关电源-超高频高密度
02陈为-磁性元件与磁性材料
磁性材料的分类
软磁材料 B
μr大，易磁化、易退磁（起始磁化率大）。饱和磁 感应强度大，矫顽力(Hc)小，磁滞回线的面积窄而 长，损耗小（HdB面积小）。 导磁作用，用于继电器、电机、以及各种功率变换 器高频磁件的磁芯。
− Hc Hc
H
硬磁材料
B
− Hc
Hc
B 矩磁材料
H
矫顽力(Hc)大（>102A/m)，剩磁Br大，磁滞回线的 面积大，损耗大。 偏磁作用，磁电式电表、扬声器和永磁电机中永 磁铁。
( B k +1 − B k ) 2 1 ∑ t −t − B min ) k k +1 k
⋅ Bac ⋅ (Ct 0 + Ct1 ⋅ T + Ct 2 ⋅ T 2 ) ⋅Ve
β
π
2
∑ (B
k
B k +1 − B k 2 1 ) ⋅ t k +1 − t k max − B min
Pc = f s ⋅ Cm ⋅ fsin
1.5
29 Hk
59.5
90 90
32
1.5
29 Hk
59.5
90 90
− 32
− 32
− 32
Hdc=20.77A/m, Pc=584 ( kw/m3 )
Hdc=27.69A/m, Pc=605 (kw/m3)
Hdc=34.62A/m,Pc=647 ( kw/m3)
铁粉芯的老化问题
铁芯损耗随时间的变化曲线
− Hc
Br接近BS ，Hc小，磁滞回线呈矩形，损耗小。
H
Hc
用于两态记忆元件，+/-脉冲H>HC/H<-HC，使得 磁芯呈+B/-B态，可做为二进制的两个态。 做磁放大器(Magamp)磁芯。
矩形波激励下磁芯损耗测量中绕组损耗的测量
矩形波激励下磁芯损耗测量中绕组损耗的测量汪晶慧;陈为【摘要】The basic idea of the DC meter method was to transform the input DC voltage into a PWM voltage exciting on the magnetic core by a DC/AC circuit,and the magnetic core losses were obtained by measuring the active power of input DC voltage. The DC meter method could measure the magnetic element losses under the rectangular wave excitation accurately. In order to separate the copper loss from the core loss,the air-core inductor was introduced as load. The experimental system was build at last,the measurement results were compared with the results which were calculated by Fourier transform, the maximum relatively error was 12. 91%. The verification test was build to validate that the novel measurement method is accurate enough for practical applications.%直流法通过逆变电路将直流电压转变为施加到被测磁件上的交流电压,测量直流输入的有功功率获取磁芯损耗,因此,能精确地测量不同的占空比矩形波激励下磁件损耗.为了能够精确地获得磁件损耗里的磁芯损耗,引入辅助空心电感与副边短路的磁件串联作为负载测量磁件的绕组损耗.建立了实验装置,且用傅立叶展开计算绕组损耗进行验证,最大相对误差为12.91％,其最大绝对误差为7.480 2 mW,验证了该法能够精确地测量矩形波激励下磁件损耗中的绕组损耗.【期刊名称】《南昌大学学报（工科版）》【年(卷),期】2012(034)003【总页数】4页(P279-282)【关键词】绕组损耗;直流法;傅立叶展开;矩形波激励【作者】汪晶慧;陈为【作者单位】福州大学电气工程与自动化学院,福建福州350108;福州大学电气工程与自动化学院,福建福州350108【正文语种】中文【中图分类】TM277.1磁性元件作为功率变换技术中必不可少的器件，担负着磁能的传递、存储、滤波等功能。
EMI(1级2级)滤波器设计方法
电压法：双LISN法，差共摸分离器 80dB
差模噪声
共模噪声
7
确定所需的插入损耗
原始差模噪声
105 100
ቤተ መጻሕፍቲ ባይዱ
DM limitpk
80
60
40 20 20 5 110 150 10 3 1106 1107 1108 100 10 6 80 60 80
滤波器所需的差模插入损耗
f1 f2
4) 一阶差模EMI滤波器的转折频率 fcdm为：
Vdmreq 60
-60dB/Dec 150kHz fcdm
所需要的IL(或) 所需要的IL
200
f cdm 10
fTdm 4.74kHz
100
0
5) 由fcdm选取Cx1, Cx2及 Ldm :
100 1 ´10
3
100 200
电应力
效率/功率密度
温升规范
EMI规范
3
二、EMI滤波器理想参数设计
4
滤波器插入损耗IL的定义
在滤波器的设计中，通常用插入损耗来反映使用该滤波 器和未使用前信号功率的损失和衰减程度。插入损耗越大， 表示衰减越多，滤波器的效果越好。
50
+
50 v
50
+
50 滤波器 v
v1
-
v2
-
插入损耗：
0
100 200
100
1 ´10
3
1 ´10
4
1 ´10
5
1 ´10
6
1 ´10
7
1 ´10
8
ff
VdmIL 90.149dB @ f 150kHz
环形电感近磁场泄漏及其影响因素分析
环形电感近磁场泄漏及其影响因素分析陈开宝;陈为【摘要】随着电力电子技术的发展,功率变换器得到越来越广泛的运用,磁性元件是电力电子装置中必不可少的器件,同时也是主要的近磁场泄漏源.磁性元件近磁场泄漏可能对电路性能造成严重的影响,本文以最常使用的环形电感为分析对象,通过有限元仿真软件Ansoft Maxwell分析环形电感近磁场泄漏的磁场分布形式.同时分析环电感绕组疏密程度、磁心表面曲率、磁心材料磁导率以及端部引线方式等因素对近磁场泄漏的影响.可以根据研究结果指导环形磁性元件设计、布局,并为减少环形电感近磁场泄漏提供一些思路.【期刊名称】《电气技术》【年(卷),期】2017(000)003【总页数】7页(P78-83,101)【关键词】环形电感;近磁场;磁泄漏【作者】陈开宝;陈为【作者单位】福州大学电气工程与自动化学院,福州 350108;福州大学电气工程与自动化学院,福州 350108【正文语种】中文功率变换器广泛采用PWM控制，通过开关器件的高频通断对电能进行处理，其电压、电流在时域上是不连续的，为了得到平滑的输入、输出、抑制电磁干扰和电气隔离等需使用磁性元件。
磁性元件在功率变换器中承担着能量传递、存储和滤波等功能[1]。
磁性元件处于主功率回路，激磁电流是频谱丰富的高幅值、快速变化的脉冲，在磁性元件周围产生强烈的漏磁场[2]。
随着开关频率提高，磁性元件上的电流高频成分增多、基波平移，被干扰对象受到磁性元件近磁场泄漏的影响更加严重[3]。
磁性元件的近磁场泄漏会造成很大的电磁耦合，对功率变换器的电磁干扰（electromagnetic interference，EMI）有很大影响[4]。
现有的磁性元件参数包括电气参数和热参数，但是还没有关于磁性元件近磁场泄漏的参数。
环形磁心由于制作工艺简单，磁心中没有气隙，横截面积相同以及输出电流大、损耗小，因而得到广泛的运用。
在电力电子技术领域环形磁心通常作为滤波电感以及EMI抑制的共模电感。
交错并联磁集成反激变换器小信号建模分析
换 ， 变压 器原 、 边 阻抗 变 换 ， 及 副 获得 两路 并 联 磁 集成反 激 变换器 的等效 电路 ， 图 ２ 如 。
联 支路 模 块 的相 位 交 错 控 制 ， 可 降低 输 入 和输 出 又 电流 纹波 ， 高 动态 响应 和降 低 Ｅ 。进 一 步 将 多 提 ＭＩ
等 效 电路 图 中
与 Ｌ２ ｍ分别 为并 联 支路 １与支
路 ２的激 磁 电感 ， 为 自由磁 柱 （ 中柱 ） 效 电 感 ， 等 与各个 磁 阻 的关 系 为 ：
，
明了人们 对 集成磁 件 电路 控 制 特 性 的理解 ， 控 制 为 设计 和 电路 特性 分析 提供模 型基础 和设 计指 导 。
（） ａ 磁集成 电路结构 图 （） ｂ 集成磁件等效磁路
图 ｌ 两 路 交错 并 联 磁 集 成 反 激 变 换 器
Ｆｇ ｉ ．１ Ｔ — ａ ｅ ｉ ｔｒｅ ｖ ｄ ｆｙ ａ ｋ ＤＣ／ＤＣ ｗｏ ｐｈ ｓ ｎ ｅｌ ａ ｅ ｌ ｂ ｃ ｃ ｎ ｅ ｔｒｗｉｈ ｍ ａ ｎ ｔｃ ｉｔ ｇ ａｉｎ ｏ ｖ ｒｅ ｔ ｇ ｅｉ ｎ ｅ ｒｔｏ
个并 联支 路 的磁性 元 件 耦 合 集 成 在一 起 ， 由于耦 合 关系， 在减 小磁 性 元件体 积 的 同时 ， 可 降低各 个并 还 联支 路 的 电流纹波 ， 而降 低绕 组损 耗 ， 从 改善 电路性
能和 提升 功率 密度 。 本文 针对 新颖 的交 错 并 联 磁 集 成 反激 变 换 器 ， 通 过状态 空 间 平 均 法 建 立 小 信 号 模 型 及 各 传 递 函 数， 研究 其控 制特 性 ， 得对 磁集 成 电路 的认识 从 稳 使 态 特性研 究 深入 到 动态 分 析 ， 指 出集 成 磁 件 电路 并 与分 离磁 件 电路在 控 制 特 性 上 的 差 异 ， 理 论 上 阐 在
陈为-开关电源高频磁集成技术
10
Cuk电路电感的磁集成
N1
+ v1 vi v2 vo +
Vc
N2
-
v1
vi vo
v2 vi vo ∵ Vc=Vi+Vo ∵ v1=v2 ∴ ϕ1=ϕ2 if N1=N2
11
磁集成Cuk电路的纹波减小与零纹波条件
L1 v1 M L2 v2
i1
i2
-
+
v1
v1=v2 vi vo
By: Cuk, Slobodan M. US 4257087 Date: March 17, 1981
i1
Φ1
Vo
Φc
Φ2
i2
Np Np
Np
Np
Np
ΦC=Φ2-Φ1
ΦC=Φ2+Φ1
☺ Less ΔB in central leg ☺ Reversely coupled of L ☺ BDC canceled in outside legs ☺ Larger Lm of TX ☺ Less leakage of TX BDC exists in central leg Longer Pri. winding wire L is limited by TX turn-ratio
D = εE
B = μH J = γE
B = μH J = γE
Ampere’s Law: 线圈上的激磁电流安匝 Ampere’s Law: 线圈上的激磁电流安匝 Faraday’s Law: 线圈上的感应电动势 Faraday’s Law: 线圈上的感应电动势
磁芯内的磁动势，磁场强度 磁芯内的磁动势，磁场强度 磁芯内的磁通量，磁通密度 磁芯内的磁通量，磁通密度
高频磁场环境下热电偶测温研究
高频磁场环境下热电偶测温研究林苏斌;陈为;汪晶慧【摘要】在高频磁场环境下采用热电偶测温时,会存在很大的误差.本文分析了误差产生的机理,指出测温误差是由于高频磁场环境下热电偶金属端部的涡流效应产生较大的损耗密度所引起.在电磁场理论分析的基础上,搭建了热电偶高频磁场环境测温平台,结合测量结果,采用多元非线性回归算法建立了正弦波磁场环境下的K型热电偶温升模型,以修正高频磁场涡流效应的影响.利用加权平均等效正弦频率的方法,将正弦波磁场激励下的热电偶温升模型应用于方波电压激励下的三角波磁场测温环境.实验验证了本文建立的模型在正弦波与三角波高频磁场下具有很高的测温精度.%The measurement error of temperature by thermocouple is very large when it's used to measure the temperature in environment with high-frequency magnetic field. In this paper the mechanism of errors is analyzed to find that the error was due to eddy-current effect on the metal tip of the thermocouple. The thermocouple temperature measuring platform in high-frequency magnetic field was built. With the results of measurement, temperature rising model of K type thermocouple under the sine wave magnetic field was set by use of multiple nonlinear regression algorithm in order to amending the influence of eddy current effect. Based on the method of weighted average equivalent sine frequency, sine wave of magnetic field temperature rising model is applied to triangular wave magnetic field. Experiments verified the temperature rising model is accurate enough for the sine wave, and even for the triangular wave high-frequency magnetic field.【期刊名称】《电工电能新技术》【年(卷),期】2012(031)004【总页数】5页(P62-65,87)【关键词】热电偶;高频磁场;温升模型;涡流【作者】林苏斌;陈为;汪晶慧【作者单位】福州大学电气工程与自动化学院,福建福州350108;福州大学电气工程与自动化学院,福建福州350108;福州大学电气工程与自动化学院,福建福州350108【正文语种】中文【中图分类】TM277.1高功率密度是开关电源发展的方向之一，随着开关电源工作频率不断提高，输出电流不断增大，高频功率磁性元件以及开关器件的损耗也在急剧增大，严重影响产品的可靠性和安全性［1］，因此有必要对开关电源温升进行准确测量。
功率变换器磁集成技术
Lk
物理结构
Rm0
Lk
等效磁路
n=1 Lk
等效电路
2边短路:
Rm
Rm
Lm
Lm Lk N2 Lk Lm Lk Rmo Rm
n=1 Lk
Lk Lm
Rm0
Lk
2边开路:
Rm
Lm
Rm
Lm Lk N 2 / (
Rmo Rm Rm ) Rmo Rm
Lm
N 2 Rmo 1 ) ( 2 Rmo Rm Rm
磁集成的目的
缩小磁元件的尺寸 降低磁元件的损耗 减少磁元件的数量 降低磁元件的成本 提高开关电源的效率 产生新的电路拓扑
7
功率磁性元件磁集成的意义
变压器
TX CMC DMC PFC
SR
L
电感器
D2A
滤波器
TX
高频化和集成化是磁元件高密度化的重要手段
8
大家熟悉的磁集成
Flyback TX/Inductor (Lm+TX)
~ ~
t
Δ io
~ ~
t
Δ io
t
~ ~
t
没有耦合(Lm0, L1=L2=Lk)
全耦合 (Lm 无穷大, L1=L2=Lk)
20
耦合系数k对电流纹波的影响
31 30.5 i1( t ) i2( t ) 30 29.5 29.375 29
i1( t ) i2( t ) 30 29.5 29.066 29 31 30.5
D
D1
1-D-D1
i1( t ) i2( t )
6 5 4 3 2 1
Vi1=24, Vi2=12, fs=100KHz Io1=5, Io2=0.5 Vo1=6 n=n2/n1=0.5 Lk1=1uH, Lk2=1uH, Lm=10uH
电力电子技术-功率变换器中的磁性元件设计
1
第十三章 功率变换器中的磁性元件设计
开关变换器中常用的磁性元件: 变压器： 功率变压器（高/中/低频），驱动变压器，采样变压器， 电流互感器等
电感: 直流滤波电感，交流滤波电感，谐振电感，抑制电磁干扰 电感(共模/差模)等
磁性元件在功率变换器中占较大比重， 其设计好坏对变换器性能影响较大
工作特点及铁心材料: p291
1．交变磁化分量较小，一般情况ΔB <<Bm-Br，局部 磁滞回线所包围的面积较小，故损耗较小 2．由于含有较大的直流分量，线图电流最大值Im较大， 相应产生激磁磁场H较大，要使铁心不饱和，铁心必须 加适当气隙或采用宽恒导磁合金铁心 3. 希望磁心储能大，即希望Bm大，Bs大
3．用于变压器的铁心，为减小激磁电流，应选择磁导率高的 材料。
应选择高Bs、高磁导率及低损耗的材料
14
第二节 铁心的工作状态
二、第二类工作状态
单向矩形脉冲电压、有直流磁化分量 例：单端正激、反激变换器中的变压器
Ton
Uidt UiTon BSc N
△B=Bm-Br 激磁电流只有单方向
希望：Bs高 Br低，低损耗， 高磁导率
10
第二节 铁心的工作状态
三类： 1---双向磁化：
变压器，交流滤波电感 2---单向磁化，Hmin＝0
单端变换器电路中的脉冲变压器 3—单向磁化,局部
直流滤波电感
11
第二节 铁心的工作状态
第一类工作状态： 铁芯双向磁化、无直流偏磁
多晶体管电路—推挽，半桥，全桥变 换器中的主变压器
铁心利用率高，△B=2Bm 变压器可传递不同形状的电压波形： u=NdΦ/dt= NScdB/dt
磁性元件电磁兼容仿真模型参数的提取方法
电器与能效管理技术 !"#$% &' !#
磁性元件电磁兼容仿真模型参数的 提取方法 !
张!煜&!陈!为"!陈庆彬" & / 国网福建省电力有限公司 检修分公司 福建 福州!% ( # # & % " / 福州大学 电气工程与自动化学院 福建 福州!% ( # & # *
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H&7 5 . O 0/ 0C5 1 5 /+ ,1 / 0= 1 2 &3H5 1 4 &7&8 H0;3 5 1 2 =< &C&3 5 3 1 A 2 3 + H<L 2 C> . 01 2 &3
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TX L+TX 电网
功率变换器电磁干扰问题
RE
RE接收天线 EMI接收机
滤波器
电源输入线
近场耦合
负载输出线
Filter
电网
LISN
共模噪声CM-CE 差模噪声DM-CE
Vds Cds ip
ip
Lk
n:1
Cp Lm
反激电路DCM工作下各波形与变压器参数的关系
Cds
功率变换器电磁干扰问题的重要性
开关频率提高 开关速度加快 功率密度提高 环境友好要求
噪音源基波和谐波频率提高 噪音源高频谐波分量增多 元器件之间近场耦合作用加强 EMI标准更严格
4
电磁干扰传输途径—磁性元件杂散参数
7
i噪声电流 R U干扰电压 L jM*i
干扰元件
C
被干扰元件
谢 谢！ Q&A
16
1
太阳能光伏系统的功率磁元件
Flyback Push-pull LLC，… L LC LCL
DC/DC
DC/AC
滤波器
电流电压检测
电网
DSP控制
微逆变器
尺寸和重量 形状/高度 工作频率较高 功率损耗 制造成本 温升 各项性能
同步信号检测
大功率逆变器
X-3 6-7
1-X
设计2
设计1
有内部屏蔽铜箔变压器绕组电场分布
LISN
x
有内部屏蔽铜箔
V(x)
Cps
Vp Qsh Qps
11
考虑副边绕组电位影响的屏蔽变压器电场分布
LISN
x
Csp
Qsp
V(x)
Cps
Vp Qps
当Qps=Qsp时，变压器的共模噪音将相互抵消为零
考虑副边噪声源影响的噪声路径分析
Csp
T
tr
dB
tpw
-20dB/10倍频 -40dB/10倍频
f0
f1
f frequency
*tpw *tr
开关速度加快将加强高频段的噪声源电平
Harmonics
3
电磁干扰噪声源—分布参数特性影响
Lk Cp Lm Vi+Vo*n
Vds
Vds Cds
Lk Cp Lm
Vi
ip
Lk Lm Cp Cds
e
d dt
By
x
+
+ -
+
感应电动 势E≠0
感应电动 势E=0
+ -
感应电动 势E较小
Bx 是最敏感的感应磁场分量
具有最小干扰的相对位置
+ -
开口方向
+ T-输出滤波电感
CM共模电感
|Bx|
开口方向
15
影响近场耦合效应的因素分析
干扰元件与被干扰元件之间的距离 干扰元件与被干扰元件之间的相对位置/角度 被干扰元件的内部分布参数 -- R,L & C
漏感增大, 体积增大 绕组损耗增大 增加空间, 成本和损耗 简单的方法
PS
通过改变线端位置调整共模有效电容
3
EMI Filter
7 6
1
端点1：点位变化端点 端点3：点位固定端点
6-7
端口3
端口1 端口1
6-7
端口3
3-1
1-3
10
通过改变线端位置降低共模有效电容
端口1
X-1 7-6 3-X
端口1
功率变换器
负载
阻抗稳定网络LISN作用： 提供50W标准阻抗特性 滤除电网谐波干扰 采集传导CE噪声信号
2
功率变换器电磁干扰的产生与传输机理
i(t)
LISN
Lp Cc
v(t)
Cps
Ch
电磁干扰噪声源—开关工作特性影响
Vds(t)
A
tf
t
tpw 决定了低、中频段噪音 tr 和 tf 决定了高频段噪音
开关功率变换器电磁兼容与磁性元件
陈 为 博士 chw@
福州大学电气工程与自动化学院 教授、博士生导师 中国电源学会常务理事、专家委员会副主席、 中国电源学会变压器与电感器专委会主任委员
2012.9.8 北京
主要内容
功率变换器的电磁干扰问题 电磁干扰与磁性元件杂散参数 磁性元件内部电磁场特性与电磁干扰 磁性元件分布参数控制技术 变压器共模噪声特性的测量 磁性元件外部磁场泄露近场耦合效应
LISN
x
icm
V(x)
Cps ips
Vp
Q ps dq ps
0
A
C p0 2 A
VpΒιβλιοθήκη C ps C ps 0 2
Cps0: 原副边绕组间的结构电容 Cps: 原副边绕组间的有效电容
9
降低共模有效电容的考虑
增加原副边绕组间的距离 减少原副边绕组间的面积 采用更完全的屏蔽 改变电位分布
V(x)
有效电容Cps 绕组导体上的电位分布 屏蔽铜箔参数设计/调整
变压器共模耦合电容的测试方法
沿着绕组导体上的电压分布不均匀 原副边绕组之间有屏蔽
Cps Cps Cps
a
b
a
b
V Icm
Cab=Cps+Cshs
Cab=Cps+Cshp//Cshs
output input
LCR表/阻抗分析仪等（单端口）
5
变压器电磁场分布特性与等效电路
原、副 边电荷 漏磁 通 副边 电荷
磁芯损耗
原边 电荷
激磁 磁通
电场分布
磁场分布
绕组损耗
ip
im
is
磁性元件的全面设计考虑
结构设计
电气设计
杂散参数
损耗设计
温升设计
EMI设计
L
N 2 Ae
le
P T ( ) 0.833 S
1
8 6
4
2
0
2 10
4
4 10
0.6
U干扰电压
0.4 u1model u1test 0.2
0
0 6 6 2 10 3 10 6 2 10
4 10
6
5 10
6
6 10
6
7 10
6
8 10
6
9 10 f2
6
1 10
7
1.1 10
7
1.2 10
7
1.3 10
7
1.4 10
7
1.5 10 7 1.5 10
绕组并联等效电容EPC
x
V(x)=(Up/A)*x
x Cp: 绕组层间的等效电容 V ( x) V p A 2 A 1 C p0 A 1 C p 0 V p A3 1 C p0 2 E dE V ( x) 2 dx ( 2 ) ( )V p 0 0 2 A 2 A A 3 2 3 C p0 Cp Cp=Cp0/3 3
Vo*n+Vi
Vp
Np
Vs
Ns Cps
Vo -Vi/n
Vs
Vp
icm
LISN
Vp和Vs相位基本相同，大小差n倍 当 Vp*Cps=Vs*Csp 时，变压器的共模噪音将相互抵消为零
12
影响变压器原副边耦合电容的因素
x
Vp
S
V(x)
Cps
x
d 结构电容Co 原副边绕组间距离 原副边绕组间面积 原副边绕组间材料
网络分析仪/接收机等（两端口）
13
磁性元件近场耦合对EMI的影响
Cx
共模电感
输出滤波电感
互感M
Lcm Cx L
环形电感产生的磁场近场辐射干扰
x x y x y y
电磁场仿真 的B分布
|B|
|Bx|
|By|
磁场探头测量的 磁感应强度B分布
开口方向
14
共模电感对外部磁场干扰敏感度分析
Bz z Bx y
Cp0: 绕组层间的结构电容
A V(x)
x
V(x)=Up/2
Cp
Cp
A V(x)
C p0 4
影响分布电容的因素： 绕线布置方式 绕组层间距离 层间绝缘介电常数
8
绕组绕制方法影响绕组EPC
3/4U 3/4U
U 1/2U 1/2U 0
3/4U 3/4U 1/4U 1/4U
U 1/2U 0 1/2U
4
6 10
4
8 10
4
6
反激变压器绕组窗口磁场特性分析
负载电流激励 激磁电流激励 总电流激励
变压器漏感
激磁电感
Lkp Lm
变压器+电感
反激变压器的漏感参数及其EMI效应
Lkp n:1
L po
Lm Lkp Lm Lkp n:1 n:1
L po Lkp Lm
Lso
Lso Lm / n 2
电感
内部分布参数
Rm1 Lw1 Rw1 Cp1 Rm2 Lw2 Rw2 Cp2
外部分布参数
磁场泄露
电场感应
非均匀绕组 有磁场扩散
PFC电感分布参数对差模噪音的影响
Lpfc D
Vds Lpfc
+
LISN
Vds
Q
DM EMI model
Rm Lw Rw Cp Lt Rt Ctp