一种新颖的三电平软开关功率因数校正电路

一种新颖的三电平软开关功率因数校正电路
1 引言
近年来，人们对电力电子装置的电压等级和功率等级的要求不断提高，多电平变换器作为顺应这一潮流的一种解决方案，正受到越来越多的关注[1]。

与此同时，随着大量电力电子装置的普及使用，其对电网造成日益严重的谐波污染问题，各国都对电力电子装置的功率因数制定了严格的标准，因此，对功率因数校正（PFC）电路的拓扑结构和控制技术的研究，是近年来电力电子技术领域的又一研究热点。

另一方面，由于众所周知的原因，高频化是电力电子学一直追求的目标，伴随着高频化，功率器件的开关损耗问题成为一个日益突出的矛盾，由此软开关技术应运而生，它成为降低开关损耗，提高系统效率以及改善EMI问题的一个重要手段。

本文在上述电力电子技术研究的3个热点中找到一个应用的契合点。

提出了一种新颖的单相三电平无源无损软开关PFC电路拓扑。

在分析传统二极管箝位型三电平逆变桥臂拓扑结构的基础上，推导出具有实用价值的三电平Buck和Boost电路，讨论了由三电平Boost电路构成的三电平PFC电路的原理及实现问题。

为了提高系统的效率且不增加控制的复杂性，将一种无原理性过压的无源无损软开关的基本单元应用于三电平PFC电路中，实现了功率器件的软开关，提高了系统的效率；最后给出了仿真和实验结果。

2单相三电平PFC电路的来源、原理和实现
2.1 单相三电平PFC电路的来源
正如传统的两电平逆变桥臂可以很容易地拆分得到Buck和Boost电路，采用类似的方法，也可以将图1(a)所示的二极管箝位型三电平逆变器桥臂，经过适当地改进[2]，拆分为如图1(b)，1(c)所示的具有实用价值的三电平Buck和Boost电路。

2.2 单相三电平PFC电路的原理和实现
Boost电路因其输入电流连续，拓扑结构简单，效率高等特点，常被作为单相PFC电路拓扑的首选，但因Boost电路的升压特性，在220 V交流输入的情况下，输出电压通常控制在400 V左右。

在升压比例不变的情况下，若输入电压进一步升高，相应的输出电压也会随之上升；或者在输入电压不变的情况下，希望有高的输出电压。

这都意味着Boost电路中的功率器件需要承受400 V以上的电压应力，这样，一方面增加了器件的开关损耗和通态损耗，另一方面，当电压升高到一定程度时，给器件的选择带来了困难，这在希望高压，高频运行的单相PFC电路中成了一个很难解决的矛盾。

因此，单相三电平Boost电路，为解决这一矛盾提供了一个很好的途径。

将单相三电平Boost电路用作PFC的主电路在文献[3,4]中曾被提出和研究，但它们都是突兀的直接给出，并没有如本文所述给出其来源。

其控制的基本思想是将工作范围分为两个区域，根据输入电压V i的幅值和二分之一输出电压V
/2幅值的比较，采用不同的工作模式，实现PFC的功能。

o
三电平PFC电路的控制实际上和两电平PFC电路的控制没有本质区别，它的主要目的仍是输入电流跟踪输入电压，但由于特殊的电路结构，需在原有的控制逻辑中附加如下额外的判断条件
这里，逻辑L1用来判断工作区域，逻辑L2用来控制中点电压平衡。

逻辑L
，L2和来自通常的PFC闭环控制的逻辑L0，共同作用，决定PFC电路工作模式1
的选择，即不同的开关状态组合。

值得注意的是，文献[4]中给出的控制方法中L0逻辑来自输入电流滞环比较器的输出，它是一个变频脉冲信号，而本文采用如图(2)所示的控制方法，其L
逻辑是来自3854的定频脉冲信号，正是这个区别，使得本文的控制方法，最0
终得到的开关管门极信号几乎为定频（因为逻辑L1，L2的比较器为回差较大的滞环比较器，它们的变化频率远低于L0），从而不仅方便输入电感的取值，而且为无源无损软开关的实现提供了便利条件。

3 新颖的单相三电平无源无损软开关PFC电路
3.1 电路拓扑和基本原理
尽管采用三电平PFC的拓扑结构，在相同输出电压条件下，开关管的电压应力减低一半，从而相应的通态损耗和开关损耗有所减小，但当开关频率较高时，这些损耗依然可观，因此，使用软开关技术来进一步提高效率，仍然是必要和有意义的。

软开关技术从广义上可分为有源软开关技术和无源软开关技术两大类，它们的分类和界定及优缺点对比，在文献[2]中已有详尽的阐述。

这里给出一种无须附加额外检测和控制的三电平无源无损软开关电路拓扑，如图(3)所示，附加的无源无损软开关单元（虚线框内），是现有单端电路无源无损软开关最简单的拓扑之一[2,5~8]，由1个谐振电感L r1(2)，1个谐振电容C r1(2)，1个储能电容C s1(2)和3个二极管D1(2)1,D1(2) 2,D1(2) 3组成。

电感L r1(2)和电容C r1(2)，C s1(2)之间的谐振实现了开关管的零电流开通和续流二极管的零电压关断，以及开关管的零电压关断和续流二极管的零电压开通。

同时，每个周期C s1(2)收集这些谐振能量，并最终将其转移到负载，实现了吸收电路的无损运行。

3.2 工作过程分析
在分析工作过程之前作如下假设：
1）除续流二极管外，所有器件均为理想器件；
2）输入电感L远大于谐振电感L r1(2)；
3）输出电容足够大，输出电压恒定。

由于电路结构的对称性，仅分析S
1和D
1
之间的换流过程，每周期工作过程
分为8个阶段，如图4(a)～(h)所示。

开关波形如图(5)所示，分析如下：（1）阶段1（t0<t<t1, 图4(a））假定在t0时刻之前，S1关断，S2，D1导
通，电路处于S
2导通，D
1
续流的稳定工作状态。

t0时刻S1开通，由于谐振电感
L r1的存在，D
1
的电流值从输入电流I i开始以一定斜率线性减小，同时S1的电流
从零开始以相同的斜率线性上升，实现开关管S
1
的零电流开通，L r1的电流由式(3)给出。

（2）阶段2 （t1<t<t2, 图4(b)）t1时刻，D1反向恢复结束，D1关断，由于V C S1和V Cr1等于0，D12自然导通，谐振电感L r1，储能电容C s1，谐振电容C r1，开
始谐振，D
1端电压从零谐振上升，实现D
1
的零电压关断。

此时，电感L r1的电流
和电容C s1 ，C r1的电压之和V(t)分别为
开关管S
1
的峰值电流等于输入电流I i与谐振电感峰值电流之和，该峰值出现在
V
Cs1
+V Cr1=V1时，可由下式表示：
（3）阶段3 （t2<t<t3, 图4(c)）t2时刻，C r1充电至V1，D13导通，V cr1保持恒定。

L r1, C s1，D12，D13开始第2个谐振过程，该过程谐振电感电流I lr1和储能电
容电压V cs1如下：
t
时刻，I lr1(t3)等于零，第2个谐振过程结束，L r1中能量完全传递到C s1中。

3
（4）阶段4 （t3<t<t4, 图4（d））t3时刻，I lr1减小到零，D12，D13关断。

之后，C r1，C s1的电压保持不变，电路进入S1，S2导通的稳定运行状态。

（5）阶段5 （t4<t<t5, 图4(e)）t4时刻，S1关断，输入电流经D13对C r1的管电压等于V1-V cr1，
放电，S
1
的零电压关断。

即管电压按式(19)从零开始上升，实现S
1
（6）阶段6 （t5<t<t6, 图4(f)）t5时刻，C r1放电到零，D11，D12导通，因此L r1的端电压等于V cs1，C s1通过L r1向输出端谐振放电，这个阶段的电路方程与阶段2类似，I lr1和V cs1如式(18)，(19)所示：
（7）阶段7 （t6<t<t7, 图4(g)）t6时刻，电感电流i lr1上升到I i，D12和关断，电流I i继续通过D11使C s1放电，V cs1的缓慢变化为D1的零电压开通提供D
13
了条件。

该阶段V cs1如式（22）所示。

（8）阶段8 （t7<t<t8, 图4(h)）t7时刻，C s1放电到零，D11关断，同时自然开通，C s1中的存储能量完全传递到负载，负载电流通过D1输出，电路又D
1
回到与阶段1开始时刻t0相同的稳态运行阶段，等待下一个开关周期的到来。

2.3 无源无损软开关电路参数设计
从上述的工作过程，可以得出以下几个设计要点：
（1）从减小开关管S
1
开通时的d i/d t，以及减小续流二极管D1反向恢复电流所造成的损耗的角度，应该选择尽可能大的L r1；
（2）在阶段6，D
12和D
13
必须在C s1放电到零之前自然关断，否则D11，D12，
D 13将在整个开关周期中一直保持导通，从而使S
1
失去软开关的条件，为此，下
面的不等式必须满足：
上式表明，应选较大的C r1并希望I rr较大。

（3）从式(9)，(18)可以看出，C r1越大，开关管S1的电流应力和续流二极管D
1
的电压应力也将越大。

可见，L r1，C r1的取值应综合考虑，折中选取。

根据
式(18)，二极管上的过压近似等于，所以C s1与C r1的值应尽可能大，工程中选择25倍以上, 可得到0.2倍V1的过压。

（4）从上面的分析还可看出，开关管S
1
关断时无原理性过压，续流二极
管D
1
开通时无原理性过流。

4 仿真和实验结果
为验证本文提出的无源无损软开关技术的有效性，将该无源无损软开关单元附加于三电平PFC电路中，建立了1台新颖的2 kW单相三电平无源无损软开关PFC电路样机。

相关电路参数如下：输入电感2 mH，功率器件选用IRFP460(两管并联)，快恢复二极管选用HFA25TB60，输出电容C1=C2=1410 mF，交流输入电压220 V，输出电压。