微网稳定运行与模式平滑切换综合控制策略

微网稳定运行与模式平滑切换综合控制策略
许胜;曹武;赵剑锋
【摘要】提出一种基于下垂控制的微电网稳定运行与模式平滑切换综合控制策略.经理论分析和仿真得到结论:①所设计LCL-VSC型微源闭环解耦控制系统,由于包含全部LCL滤波参数,高频谐波抑制能力较强;②所提基于自适应功率补偿的无功-电压和有功-频率稳定控制策略,能够有效抑制微网孤岛模式下负载对系统电压、频率的扰动;③所提微网运行模式平滑切换控制策略,可实现模式切换时电压、频率和功率的平滑过渡.所提并网相位同步控制方法,由于融入了大电网电压锁相控制功能,取消了电网电压锁相环,并且,采取的相位调节方法消除了传统频率调节法对频率下垂控制的影响;所提离网功率同步控制方法,实现了离网瞬间微网输出功率与负载功率的同步,在稳定微网电压和频率的同时,确保电力开关的零负荷分断.
【期刊名称】《电工技术学报》
【年(卷),期】2018(033)016
【总页数】13页(P3855-3867)
【关键词】微电网;下垂控制;自适应功率补偿;稳定控制;模式平滑切换
【作者】许胜;曹武;赵剑锋
【作者单位】泰州市电能变换与控制工程技术研究中心(泰州学院) 泰州 225300;东南大学电气工程学院南京 210096;东南大学电气工程学院南京 210096
【正文语种】中文
【中图分类】TM72
以新能源分布式发电（Distributed Generation, DG）为主体的微电网，具有区
别于传统电力系统的电源特性和系统拓扑[1-3]，且存在并网和孤岛两种运行模式。

因此，要求微网在两种模式下可靠稳定运行的同时，能够实现模式之间的平滑切换：一方面，为微网内电力负荷提供优良的电能质量；另一方面，确保大电网的可靠稳定运行。

微网主要存在P-Q控制[4]、U-f控制[5]以及下垂控制[6,7]等几种基本控制方法。

当前，普遍采用P-Q和U-f双模式控制策略[8-10]，即在并网时采用P-Q电流源型控制模式，孤岛时采用U-f电压源型控制模式。

该方法实现简单，但两种控制
模式切换较为困难，要求切换时机准确，动作迅速，否则容易切换失败，造成对微网和大电网的暂态冲击[11]。

相对而言，下垂控制策略由于模拟了同步电机并网运行的外特性，基于该策略的多个微源构成了无通信联系的对等结构微网，能够自动实现功率分配，可在并网和孤岛两种模式下可靠运行。

当并网和孤岛运行模式均采用下垂控制策略时，可以避免运行控制策略的切换，降低控制难度和风险。

然而，由于下垂控制的固有特性，孤岛模式下，微网电压和频率会受负载的扰动，威胁微网的稳定运行，降低微网供电质量。

为此，一些文献[12,13]采用自适应下垂系数调节方法来抑制电压和频率波动，但此类方法会影响系统的稳定性以及功率分配的精度和响应速度[14]。

本文提出一种基于下垂控制的微网稳定运行与模式平滑切换综合控制策略。

一方面，抑制微网孤岛状态下负载对系统电压和频率的扰动，改善微网电能质量；另一方面，平滑微网运行模式切换，降低对微网和大电网造成的电压、频率及功率冲击。

基于同步旋转坐标系（Synchronous Rotating Frame, SRF），首先设计了一种LCL-VSC型微源电压电流双闭环解耦控制系统。

在此基础上，提出一种新型微网无功-电压和有功-频率稳定控制策略，通过自适应功率补偿控制，实时调节系统无功和
有功功率指令，实现电压和频率的稳定控制。

然后，重点阐述了微网运行模式切换
控制策略，并分别提出一种并网相位同步控制方法和一种离网功率同步方法。

最后，搭建Matlab/Simulink仿真平台，对相关理论研究结论进行了仿真验证。

微源并网逆变器采用三相电压源型变流器（Voltage Source Converter, VSC），并采用LCL型滤波器滤除高频开关谐波。

为简化分析，逆变器直流侧用直流电压
源等效代替蓄电池等储能系统，系统电路与控制模型结构如图1所示。

图1中，Udc为直流侧等效电压源；L1、L2和C分别为LCL滤波器电感和电容；ui、i1为装置侧输出电压和电流，uC、iC为滤波电容电压和电流；uo、io为逆变器网侧输出端电压和电流；ug为公共连接点（Point of Common Coupling, PCC）大电
网电压。

参照图1，微源控制系统由功率计算、P-f控制、Q-U控制，并/离网运行模式切
换同步控制以及电压电流闭环控制等几个关键部分组成。

其中，w*、E*为频率和
电压指令，P*、Q*分别为与之对应的微源输出有功和无功功率指令；wo、qo为
锁相环（Phase Locked Loop, PLL）输出微网频率和电压相位。

根据图1，忽略LCL电感、电容以及逆变器功率损耗等效电阻，可获得LCL-VSC
型微源基于SRF的频域数学模型为
式中，Ui(s)、I1(s)、UC(s)、IC(s)、Uo(s)分别为Ui、I1、UC、IC、Uo的频域表示；下标d、q表示d轴、q轴分量。

参照图1，微源采用基于SRF的电压电流双闭环控制策略[15]。

其中，电压外环采用PI控制，以稳定微源输出电压；电流内环采用比例控制，以提高系统动态响应
速度。

对于电压闭环控制系统，多数文献将电压反馈点选择在LCL滤波电容端[16]，即反馈电压UC，而将电感L2归入到线路阻抗，以增强系统感性特征，有
利于传统P-f和Q-U下垂控制特性。

但是，该方法会增强线路阻抗对下垂控制的
扰动，增加PCC电压偏差。

并且，L2存在与电网参数发生谐振匹配的可能[17]。

因此，本文选择反馈电压uo，将L2包含在电压闭环控制中。

分析式（1）和式（2），微源逆变器在d、q轴上存在耦合，不利于d、q轴上电压、电流的独立控制。

因此，本文首先设计微源电压电流解耦控制系统。

根据式（1）和式（2），可解得ui与i1以及i1与uo之间的频域数学关系为
根据式（3）和式（4），设计系统电压和电流双闭环解耦控制器为
式中，k为电流内环控制器的比例系数；为指令电流；kP和kI为电压外环PI控制器的比例和积分系数；U*为指令电压。

鉴于式（6）电压控制器中的微分项对d、q轴上工频直流量的影响很小，且会引
入电流高频干扰，忽略该微分项，电压控制器进一步简化为
根据式（5）～式（7），可获得d、q轴上电压、电流闭环解耦控制系统结构，如图2所示。

将式（5）和式（6）分别代入式（3）和式（4），可知，解耦控制后微源逆变器
在d、q轴上相互独立。

鉴于d、q轴对称性，本文以d轴为例分析问题。

图3为解耦后的d轴电压电流闭环控制系统结构，其中GA(s)为包含控制系统各类延时的电流内环控制器。

设控制延时总和为Td，用一阶惯性环节近似表示[18]，则
式中，kM为PWM逆变器等效增益。

根据图3，可获得电压uod的闭环传递函数为
式中，G(s)为电压增益传递函数（省略极小高次项，下同），表达式为
Z(s)为阻抗传递函数，表达式为
根据戴维南定理，式（9）中的G(s)U*(s)即为微源等效内电动势，Z(s)为微源等效内阻抗。

分析G(s)可知，稳态时存在G(s)=1，表明系统在低频段能够实现输出电压对指令的精确跟踪；并且，由于L2不包含于G(s)，说明L2不对微源内电动势产生影响。

令Z(s)中的L2=0，可获得当电压闭环控制反馈点为UC时的微源等效内阻抗（参
照图3），定义为Z1(s)。

下面分析L2对微源内阻抗的影响特性，系统参数设置见表1。

图4为Z(s)和Z1(s)的伯德图。

分析图4可知，在低频段，Z(s)和Z1(s)具有相近的幅相特性；在高频段，Z1(s)的幅值呈下降趋势，相反，Z(s)的幅值快速增加。

该结论表明，电压闭环控制反馈点选择Uo，由于包含了LCL滤波器的全部参数，高频谐波抑制能力较强，且不影响系统的低频特性。

同时，微源等效输出阻抗完全可控，有利于一些具有输出阻抗可调要求的控制策略实现。

参照图1，由于SRF与uo同步，可获得如下微源输出有功和无功功率方程为
为了和传统电力系统功率控制理论相符，便于微网的规划组建、协调控制以及优化运行，本文采用常规P-f和Q-U下垂控制策略，其控制方程为
式中，w 为P-f控制器输出电压；E为Q-U控制器输出电压；m、n分别为频率和电压下垂控制系数。

然而，微源通常运行在微网低压侧，线路阻感比R/X较高[19]，会影响常规下垂控制效果。

因此，本文采用虚拟阻抗法[20,21]消除微源内阻抗以及线路阻抗的影响，使得微源输出总阻抗呈现纯电感特征，设为Xo，以满足常规下垂控制特性。

限于篇幅，相关虚拟阻抗控制原理不再赘述。

又由于低频段存在G(s)≈1，则式（9）中的微源内电动势可简化为u*，也即为下垂控制器输出电压e（参照图1），因此可将式（9）所示的微源d轴输出特性方程简化为
根据式（12）可获得微源输出功率近似表达式为
式中，d 为功率角度。

当微网并网运行时，电压和频率由大电网支撑，微源根据指令输出功率。

但是，当微网孤岛运行时，微网负载和微源输出阻抗都会造成输出电压的偏差。

具体分析如下。

首先，由式（11）可知，当负载波动造成Q偏离Q*时，E将随之偏离E*。

这是
下垂控制的固有特性，称之为第一级电压偏差，记为DU1。

其次，分析式（12），由于Xo的存在，造成了Uo与E的偏差，称之为第二级电压偏差，记为DU2。

上述两级电压偏差同时影响着Uo，设总电压偏差DU=DU1+DU2。

并且，根据
式（13），电压波动不仅会与Q形成相互作用，而且对P产生影响，从而造成电网频率的波动。

为此，本文提出了一种基于自适应无功功率补偿的Q-U稳定控制策略，以补偿电
压偏差DU，抑制电压波动，如图5所示。

根据图5，Q-U控制由自适应无功功率补偿控制和下垂控制级联组成，控制方程
为
令，其中
式中，ku为自适应无功功率调节系数。

将式（11）和式（13）代入式（15），可得
由式（14）～式（16）可见，自适应功率补偿器的补偿功率DQ由DQ1和DQ2
两部分组成，分别对应电压偏差DU1和DU2。

其中，DQ1补偿了负载功率波动，DQ2补偿了线路阻抗Xo上消耗的功率。

上述Q-U稳定控制原理如图6所示。

限于篇幅，本文以Q＞Q*为例分析问题，微源初始额定工作点为0(Q*, E*)。

参照图6，当Q偏移至Q1时，DQ1导致DU1，此时E下降至E1时，即工作点
移动至1(Q1, E1)。

同时，Xo消耗的功率DQ2引起了DU2。

因此，微源输出总
电压偏差为DU=DU1+DU2。

在自适应功率补偿下，功率指令调整为
Q**=Q*+DQ，即Q-U下垂控制线向上移至虚线位置，额定工作点移至3(Q**,
E*)。

在新下垂控制线上，对应Q1的电压为E2，且有E2=E1+DU，微源运行在
工作点2(Q1, E2)。

此时，有Uo=E2-DU2=E*，实现了微网电压的稳定控制。

结合式（12）和式（14），并考虑式（9）中的电压增益传递函数G(s)，可获得基于自适应功率补偿的电压闭环控制系统频域数学模型为
式中，DQL=Q*-Q，定义为负载无功功率扰动。

分析式（17）可知，uod由两部分组成：第一项为uod相对E*的传递函数，第二项是uod相对DQL和Xo等扰动项的传递函数。

稳态时，存在uod=E*。

此时，uo不受负载功率波动DQ、输出阻抗Xo以及下垂系数的影响。

将G(s)代入式（17），省略极小高次项，可获得电压闭环系统的特征方程为
对于式（18）的3阶系统，根据劳斯判据获得系统稳定条件为
当时，存在
上述系统稳定条件同时给出了系统参数设计要求。

以表1所示系统参数为例，当kP=5时，kI的取值范围是kI＜2.49×105。

令kP=5，kI=100，n=10-4，可获得ku＞-2.49×105。

可见，ku的稳定裕度较大。

由式（11）的下垂控制方程可知，当由于负载波动造成P偏离指令P*时，w 将随之偏离w*，造成频率偏差Dw。

为此，本文提出了一种基于自适应有功功率补偿的频率稳定控制策略，以补偿Dw，抑制系统频率波动，如图7所示。

根据图7，P-f控制由自适应有功功率补偿控制和下垂控制级联组成，控制方程为其中
式中，kw 为自适应无功功率调节系数。

由式（19）可见，有功功率补偿器的补偿功率DP补偿了负载有功功率波动。

参照图7，可获得式（13）中的功率角度为
根据图7，并结合式（13）和式（20），可获得系统频率闭环控制方程
式中，DPL定义为负载有功功率扰动，DPL=P*-P。

可见，稳态时，存在wo= w*，即消除了负载波动DPL和Xo对wo的影响。

上
述P-f控制系统参数设计与稳定性分析同2.2节，限于篇幅不再赘述。

微网由孤岛运行模式切换至并网运行模式时，必须满足微网与大电网接口电压的幅值、频率和相位的一致性条件，才能消除并网暂态冲击，实现平滑过渡。

下面分别阐述电压相位（频率）和电压幅值同步控制的基本原理。

4.1.1 相位（频率）同步控制
相位同步控制原理如图8所示，其中，qo、qg分别为微网和大电网电压相位角；uq、ugq分别为微网和大电网电压q轴分量；kqp、kq 分为相位同步控制器的比例和积分系数。

本文采用比较分析法，首先简要分析两种常见的相位同步控制方法（见图8a），然后重点介绍所提新型相位控制方法（见图8b）。

1）传统相位同步控制
参照图8a，将两种常见相位同步控制方法分别称为频率调节法[11]或相位调节法[9]，分别对应控制线路①和②。

其中，频率调节法首先获取qg与qo的相位差Dq，经过PI控制器输出频率补偿量wc，然后通过wc实时调节P-f控制器输出频率w，实现相位和频率同步；相位调节法的PI控制器输出相位补偿量qc，通过qc直接调节q，实现相位和频率同步。

当采用频率调节法时，忽略相位指令qr和qo之间的微小偏差，可获得相位反馈控制系统闭环传递函数Gq (s)为
根据式（22），可获得该二阶系统的特征方程
式中，wn为自然频率，；x为阻尼系数，。

可见，当kqp=0，即PI控制为纯积分控制时，有x =0，特征方程式（23）具有一对纯虚根，系统为等值振荡系统。

因此，频率调节法不能采用纯积分控制器。

通常，为了抑制振荡取值。

然而，当kqp≠0时，相位同步初始时刻Dq 的阶跃变化必然反映到wc中，从而造成系统频率的突变。

此外，该方法存在的另一个问题是，虽然并网后有Dq =0，但由于wc≠0，造成
w和wr存在偏差，从而导致微源输出功率P不能正确按照指令功率P*输出，反而保持着并网前的输出功率。

当采用相位调节方法时，相位反馈控制系统为典型一阶控制系统。

为了抑制相位同步初始时刻qc的跃变，令kqp=0，将PI控制简化为纯积分控制。

同时，由于频率积分控制器的隔离作用，qc只对频率积分控制输出相位q 产生影响，通过调节q 实现微网相位和频率的同步，并不影响频率积分控制器的输入频率wr，从而不对P-f下垂控制产生影响。

2）新型相位同步控制
参照图8b，本文所提相位同步控制方法，一方面，采用了相位调节方法，积分控制器输出相位补偿量qc，直接调节微网电压相位与大电网同步，避免了频率调节法存在的对P-f下垂控制影响问题。

另一方面，该方法通过消除q轴上ugq和uq的电压偏差Duq，实现微网和大电网相位同步控制。

由于无需获取大电网相位qg，省略了大电网电压相位的PLL。

事实上，根据PLL的基本原理，该新型相位同步控制策略已经包含了大电网电压的相位锁存功能。

4.1.2 电压幅值同步控制
本文所提并网电压幅值同步控制原理如图9所示。

该策略基于第3.2节的无功-电压稳定控制方法。

图中，ud为uo的d轴分量，由于SRF与uo同步，则实际控制中可用ud等效代替Uo。

当同步控制启动时，电压闭环稳定控制指令从E*切换到ugd即可，而无需改变电压控制器的参数。

实际工程中，当大电网电压波动不大时，E*与ugd之间的偏差较小，电压幅值同步控制已经在无功-电压稳定控制中完成，即可省略该同步控制环节。

4.1.3 同步控制时序
图10为微网运行模式切换控制框图。

其中，Kx为各类控制开关状态，Kx=0表示开关分断，Kx=1表示开关闭合；特别对于Ku3来说，1表示接通E*，2表示接通ugd。

参照图10，微网由孤岛模式切换至并网模式的同步控制时序如图11所示。

微网孤岛运行时，实施电压和频率的稳定控制，各开关状态为Kw1=Kw2=1，
Kw3=0；Ku3=1，Ku1=Ku2=1。

t1时刻，接收到并网指令信号。

此时，令Kw3=1，启动相位同步同步控制；延时T11，令Ku3=2，启动幅值同步控制，该延时环节可以降低幅值同步控制瞬间
ugd和ud的偏差，抑制偏差扰动。

设置同步控制总时间T1，确保同步控制达到
稳定状态。

t2时刻，微网并入大电网。

并网后，t2～t3阶段，完成并网功率同步，确保微网
按照指令输出功率。

具体控制措施：令Kw2=0，Ku2=0，取消频率和电压稳定控制环节，消除DP和DQ对功率指令的影响，最终确保P**=P*，Q**=Q*。

为了
抑制指令功率P**和Q**突变，Kw2和Ku2从1转变到0的过程设置斜坡控制函
数R1(t)为
式中，T2为下降时间常数，且有T2=t3-t2，对应并网功率同步时间。

t3时刻，并网功率同步结束，微电网按照功率指令输出功率，整个并网控制过程
结束。

此外，由于有ugq=uq，即Duq=0，此时令Kw3=0，以消除电网电压对
qr的扰动。

并且，令Ku3=1，Kw1=Ku1=0，为微网孤岛运行提供准备条件。

当大电网发生故障或电能质量不满足负荷要求时，要求微网能够快速从大电网分离，并切换至孤岛运行模式，以确保微网内重要负荷的供电可靠性。

微网离网分为主动离网和故障非正常被动离网两种情况，本文首先重点介绍主动离网控制策略。

微网主动离网时，包含两个主要控制目标：第一，大电网向微网输出功率为零，以避免主开关带负荷分断；第二，微网输出功率与负载功率相当，以抑制微网功率冲
击，实现离网功率平滑过渡。

基于上述目标的功率控制过程可称之为离网功率同步控制。

本文根据微网负载的变化情况，重点阐述两种离网功率同步控制方法。

4.2.1 微网负载变化较大
该负载条件下，可采取电网功率跟踪控制[10]或者负载功率跟踪控制方法。

前者采集计算大电网与微网交换的有功和无功功率Pg、Qg，并控制Pg和Qg为零，各控制器输出分别与P*和Q*相加获得新的功率指令P**和Q**；后者采集计算微网负载有功和无功功率PL、QL，并令P**=PL、Q**=QL。

然后，依据P**和Q**控制微网输出功率，即可完成离网功率同步控制。

上述两种方法可实现离网功率的精确同步控制，主要缺点是需要额外增加大电网或者负载功率采集计算及控制环节，增加了控制系统的硬件成本和复杂程度。

限于篇幅，这里不详细阐述。

4.2.2 微网负载较为平稳，变化不大
该负载条件下，可以利用积分控制器的记忆功能完成离网功率同步。

参照图10，本文利用DP输出积分控制器完成有功功率同步控制，DQ输出积分控制器完成无功功率的同步控制。

基于上述控制思路的微网主动离网控制时序如图12所示。

微网并网模式下的开关状态为Ku1=Ku2=0，Ku3= 1；Kw1=Kw2=Kw3=0。

t1时刻，接收到离网指令信号。

令Kw2=Ku2=1，此时有P**=P*+DP，
Q**=Q*+DQ。

其中，DP和DQ为积分控制器锁存的前期微网孤岛运行数据。

因此，当负载相对平稳时，P**和Q**即可模拟当前微网负载功率，完成微网离网功率的同步控制。

并且，由第3节分析可知，DP和DQ包含了系统稳定控制信息，可避免离网瞬间系统电压和频率的波动。

同理，为了抑制DP和DQ给P**和Q**带来的突变，Kw2和Ku2从0转变为1时设置斜坡函数R2(t)为
式中，T3为上升时间常数，且有T3=t2-t1。

t2时刻，微网离网。

令Kw1=Ku1=1，进行微网电压和频率的稳定控制。

当微网被动离网时，由于并/离网均采用了下垂控制策略，因此，并不存在控制模
式的切换，微网可迅速切换至孤岛运行模式。

但是，由于无法完成功率同步控制，主开关将带负荷分断。

具体控制时序如图13所示。

如图13所示，假设t1时刻微网被动离网，延时T4（响应时间），t2时刻检测到微网离网信号。

此时，启动孤岛稳定运行控制策略，即令Ku1=Ku2=1，
Kw1=Kw2=1，微网进入孤岛稳定运行模式。

本文基于Matlab/Simulink搭建系统仿真平台，以验证所提微网稳定运行与模式
平滑切换综合控制策略的有效性。

微源逆变器电路结构参照图1，系统参数设置见表1和表2。

微网负载设置如下：负载1（PL1=50kW, QL1= -50kvar），负载2
（PL2=80kW, QL2=-50kvar），负载3（PL3=50kW, QL3=50kvar）。

图14为孤岛运行仿真波形，仿真初始阶段系统带负载1，0.5s时刻投入负载3，
模拟负载突变。

图14a未采用电压和频率稳定控制。

可见，系统频率和电压与额定值之间存在较
大的偏差。

其中，最大电压偏差百分比Dumax/Un达到26%，最大频率偏差百分比Dwmax/wn达到6.4%。

相应地，有功和无功功率也随之出现偏差。

以Q为例，在0～0.5s间，由于Du＞0，微源输出容性无功Q明显增加，达到-80kvar。

特
别地，在投入负载3之前，微源输出有功功率和系统频率都出现了明显的偏差，
这是由于电压偏差引起的，该结论可由式（13）获得。

图14b采用了所提新型稳定控制策略。

系统频率和电压基本稳定在额定值附近，
且在负载突变时波动较小。

其中，频率Dwmax/wn=0.6%，Dumax/Un= 4.0%。

上述仿真结论进一步验证了所提微网Q-U和P-f稳定控制的有效性。

为了比较传统相位同步控制和新型相位同步控制的特性差异，取消频率稳定控制环
节，即令Kw2=0。

仿真波形如图15～图17，仿真初始阶段系统带负载2，在0.3s时刻启动相位同步控制，0.6s时刻微网并网切换。

图15为基于频率调节的传统相位同步控制仿真波形，参数设置为kqp=35，kq =50。

分析图15a，同步初始时刻，由于比例环节存在，wc存在跃变，从而造成wr的跃变，并最终导致输出功率的冲击，如图中第一个功率峰值Pm1；另一方面，由于wc的存在，并网稳定后，微源不能按指令值50kW输出有功功率，而保持在并网前的功率值80kW附近。

此外，第二个功率峰值Pm2是由并网瞬间微网和大电网间的微小相位差Dq 所引起。

图15b为相位同步过程仿真波形。

上面的图为相位qg和qo的同步过程，下面的图为相位偏差Dq。

可见，大约经过T1=0.16s，相位同步控制达到稳定状态。

图16为基于相位调节的传统相位同步控制仿真波形，控制参数kq =30。

分析Dq，相位同步控制时间T1约为0.13s。

分析P，并网稳定后，微源能够按照指令值50kW输出有功功率。

其中，Pm1是由相位同步控制初始扰动形成的，而Pm2主要取决于Dq，通常可以通过调节kq 来调节Pm1和Pm2。

根据图8a可知，当降低kq时，Pm1会降低，但稳态Dq 也会随之增长，从而导致Pm2的提高，同时也会增加T1；反之亦然。

图17是新型相位同步控制仿真波形，控制参数kq =0.5。

图17相比于图16，二者同步控制特性相当，不对P-f下垂控制产生影响，并网前后微源能够分别跟随负载和指令正确输出有功功率。

但是，由于kq 取值较小，Pm1相对较低。

并且，由于新型相位同步控制器调节的是电压偏差Duq，不存在动态功率冲击Pm1和静态误差Dq 之间的直接矛盾，因此稳态时Dq 相对较小，Pm2也随之降低。

图18为新型微网并网控制综合仿真波形。

设置功率同步控制时间T2=0.4s。

分析图18可知，0.3s时刻，接收到同步控制信号，启动并网同步控制，大约经过T1=0.1s同步控制时间，同步过程结束。

0.6s时刻，微网并网，同时启动功率同
步控制，大约经过0.75s，功率同步到达稳定状态，微源按照功率指令输出有功和无功功率。

该仿真结论表明，所提微网并网同步控制策略，实现了微网并网电压、频率和功率的平滑切换。

微网离网控制仿真和图18的并网控制仿真在时间上连续。

微网离网后带负载2，
仿真波形如图19所示。

图19a为未采用任何离网控制的仿真波形，其中t=2.2s时刻，控制微网直接离网。

可见，离网前，微网按照功率指令输出有功和无功功率；离网后，由于没有采取离网同步控制，系统频率和电压波动较大，并造成输出静态偏差。

同时，在离网瞬间，由大电网提供的功率Pg=PL-P=30kW，Qg=QL-Q= -100kvar，从而电力开关将带较大负荷分离。

图19b为采用主动离网控制策略的仿真波形，设置T3=0.5s。

t=1.5s时刻，接受到离网指令，令Kw2=Ku2=1，启动离网功率同步控制。

t=2.2s时刻，微网分闸
离网，令Kw1=Ku1=1，启动微网电压和频率稳定控制。

可见，一方面，由于离
网前已经完成了功率同步控制，即有Pg=Qg=0，电力开关实现了零负荷分断；
并且，由于存在功率同步控制和电压频率稳定控制，系统频率和电压基本稳定在额定值附近，实现了离网时在电压、频率和功率上的平滑切换。

图19c为采用微网被动离网控制下策略的仿真波形，设置T4=0.2s。

t=2.2s时刻，微网离网孤岛运行。

此时，同图19a，由于没有采用电压频率稳定控制，频率和电压出现较大波动。

经过T4响应延时，t=2.4s时刻，接收到微网离网信号，启动微网电压和频率稳定控制，微网迅速跟随负载输出功率，且系统频率和电压稳定在额定值附近。

为了抑制微网负载对系统电压和频率的扰动，降低运行模式切换对微网和大电网造。