全数字双向DC_DC变换器的研制.kdh

术并采用全数字控制的新颖双向 ＤＣ／ＤＣ 变换器。文中介绍了系统的基本构成，分析了电路的工作原理。实验结果验
证了该设计方案的优越性。
关键词：整流；数字控制；脉宽调制；变换器
中图分类号：ＴＭ４６，ＴＮ８６
文献标识码：Ａ
文章编号：１０００－ １００Ｘ（２００６）０６－ ００９２－ ０４
Ｄｅｓｉｇｎ ａｎｄ Ｉｍｐｌｅｍｅｎｔａｔｉｏｎ ｏｆ Ｆｕｌｌ－ｄｉｇｉｔａｌ－ｃｏｎｔｒ ｏｌｌｅｄ Ｂｉ－ｄｉｒ ｅｃｔｉｏｎａｌ ＤＣ／ＤＣ Ｃｏｎｖｅｒ ｔｅｒ
（１）
式中 ｋｐ — ——比例系数
ｋｉ— ——积分系数
（ｅ ｋ）—— —本次误差
（ｅ ｉ）— ——本次控制量输出
由式（１）递推可得：
ｋ－ １
! ｕ（ｋ－ １）＝ｋｐ（ｅ ｋ－ １）＋ｋｉ （ｅ ｉ） ｉ＝０
（２）
式（１）减去式（２）可得增量式数字 ＰＩ 控制算法
表达式为： Δｕ（ｋ）＝ｋｐ ［（ｅ ｋ）－ （ｅ ｋ－ １）］＋ｋｉ （ｅ ｋ） （３）
第 ４０ 卷第 ６ 期 ２００６ 年 １２ 月
电力电子技术 Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ
全数字双向 ＤＣ／ ＤＣ 变换器的研制
吴 峂， 金新民， 童亦斌
（北京交通大学，北京 １０００４４）
Ｖｏｌ．４０， Ｎｏ．６ Ｄｅｃｅｍｂｅｒ， ２００６
摘要：为了能在控制能量双向流动的同时获得更高的工作效率和更好的控制性能，提出了一种应用同步整流技
ＷＵ Ｔｏｎｇ，ＪＩＮ Ｘｉｎ－ｍｉｎ，ＴＯＮＧ Ｙｉ－ｂｉｎ
（Ｂｅｉｊｉｎｇ Ｊｉａｏｔｏｎｇ Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ，Ｂｅｉｊｉｎｇ １０００４４，Ｃｈｉｎａ） Ａｂｓｔｒ ａｃｔ：Ｉｎ ｏｒｄｅｒ ｔｏ ｏｂｔａｉｎ ｈｉｇｈｅｒ ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ ａｎｄ ｂｅｔｔｅｒ ｃｏｎｔｒｏｌ ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ ｄｕｒｉｎｇ ｂｏｔｈ ｐｏｓｉｔｉｖｅ ａｎｄ ｎｅｇａｔｉｖｅ ｐｏｗ－ ｅｒｆｌｏｗ ｗｏｒｋｉｎｇ ｓｔａｔｅｓ，ｔｈｉｓ ｐａｐｅｒ ｐｒｅｓｅｎｔｓ ａ ｎｅｗ ｂｉｄｉｒｅｃｔｉｏｎａｌ ＤＣ／ＤＣ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ ｉｎ ｗｈｉｃｈ ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ ｒｅｃｔｉｆｙ ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ ａｎｄ ｆｕｌｌ ｄｉｇｉｔａｌ ｃｏｎｔｒｏｌ ｈａｖｅ ｂｅｅｎ ａｄｏｐｔｅｄ．Ｔｈｅ ｓｙｓｔｅｍ ｓｔｒｕｃｔｕｒｅ ｉｓ ｉｎｔｒｏｄｕｃｅｄ ａｎｄ ｔｈｅ ｗｏｒｋｉｎｇ ｐｒｉｎｃｉｐｌｅ ｉｓ ａｎａｌｙｚｅｄ ｉｎ ｄｅ－ ｔａｉｌ．Ｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔａｌ ｒｅｓｕｌｔｓ ａｒｅ ｓｈｏｗｎ ｔｏ ｄｅｍｏｎｓｔｒａｔｅ ｔｈｅ ｇｏｏｄｎｅｓｓ ｏｆ ｔｈｉｓ ｄｅｓｉｇｎ ｐｒｏｃｅｄｕｒｅ． Ｋｅｙ ｗｏｒ ｄｓ：ｒｅｃｔｉｆｉｅｒ；ｄｉｇｉｔａｌ ｃｏｎｔｒｏｌ；ＰＷＭ；ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ
式中 ｔｏｆｆ ｍｉｎ—— —ＶＱ１ 的最短关断时间 Ｕ１ｍａｘ—— —初级的最大电压
然后可求得负责Ｔｒ 的初级磁通复位的第三绕
组匝数为：
Ｎ３＝Ｕ１ｍａｘＮ１／ｕｒ
（１２）
（ ２） Ｌ 的计算 要计算 Ｌ 的电感量，先要确定流
经 Ｌ 的电流 ΔｉＬ 的大小。从 Ｌ 的外形尺寸、成本、过 渡响应等方面考虑，ΔｉＬ 取 ｉｏ 的 １０％￣３０％比较合适。 为了更好地限制 ｉｏ 中的纹波含量，在此，取 ΔｉＬ 为 ｉｏ 的 １０％。综上所述，可求得：
本一致，其电流流向见图 ４ａ。此过程直到 ＶＱ１ 触发 关断时才会结束。
（ ２） 阶段 ２ 死区时间 １ 阶段。该阶段刚开始时， ＶＱ１ 和 ＶＱ２ 触发关断，ＶＱ３ 仍未触发导通，但其体二 极管已经导通。由于 Ｔｒ 漏感的限制，ｉ２ 由输出电流 ｉｏ 逐渐减小，而流过 ＶＱ３ 体二极管的电流则由零开始 逐渐增大。该阶段中，ｉｏ 由整流回路向续流回路换
累加，控制量的确定仅与最近几次误差采样值有关，
即其误差不累积；②每次输出的是控制量的增量，误
动作影响小。
在 ＰＩ 算法中，比例部分能够改善系统的动态性
能，而积分部分则能够减小系统的稳态误差，理论上
可实现无静差的输出。离散化后的数字 ＰＩ 算法表达
式为：
ｋ
! ｕ（ｋ）＝ｋｐ（ｅ ｋ）＋ｋｉ （ｅ ｉ） ｉ＝０
式中 Δｕ（ｋ）— ——数字调节器输出的控制量的增量
所以，控制算法最终输出的控制量为：
ｕ（ｋ）＝ｕ（ｋ－ １）＋Δｕ（ｋ）
（４）
在装置的实际工作当中，若负载为铅酸蓄电池，
则当能量正向流动（充电）时，系统可根据需要分别
应用电压闭环或电流闭环，以控制装置的输出电压
和输出电流。电压、电流闭环采用的就是上述增量式
在能量反向流动时，电路的工作过程与 Ｂｏｏｓｔ 电路基本一致。图 ５ 示出能量反向流动时电路的 ２ 个工作状态。
（ １） 阶段 １ 续流阶段。该阶段中，ＶＱ３ 导通，ＶＱ２ 关断，蓄电池的放电电流 ｉ２ 流过 Ｌ，电流线性增加， 电能以磁能形式储存在 Ｌ 中。该过程的电流方向见 图 ５ａ。
（ ２） 阶段 ２ 反向放电阶段。该阶段中，ＶＱ３ 关断， ＶＱ２ 导通。Ｌ 将其中储存的磁能转化为电能与蓄电池 一起向输入侧放电。该过程的电流流向见图 ５ｂ。
（ ４） 阶段 ４ 死区时间 ２ 阶段。该阶段刚开始时， ＶＱ３ 触发关断，但其体二极管仍导通续流。ｉｏ 完全经由 ＶＱ３ 的体二极管续流。该阶段直至 ＶＱ１ 触发导通后才 会中止。该过程的电流方向见图 ４ｄ。
至此，主电路一周期的工作已经结束。当电路下 一次动作时，ＶＱ１ 和 ＶＱ２ 又会触发导通，电路又重新 进入阶段 １ 时的工作状态。 ３．２ 能传给 ＬＰＣ２１１９。ＬＰＣ２１１９ 得到这些信
息后，先对其进行数字滤波等软件处理，再将其作为
反馈量，用于控制算法的运算，得到控制量及其相应
的驱动信号，然后控制主电路的开关管动作。
２．２ 双向 ＤＣ／ＤＣ 全数字控制的软件实现
在控制软件方面，本着层次分明、时序分级、全
局考虑、书写规范的设计总则进行了系统控制软件
１引言
为了实现直流能量的双向传输，双向 ＤＣ／ＤＣ 变 换器已广泛用于 ＵＰＳ 系统、航天电源系统、电动汽 车驱动及蓄电池充放电维护等场合［１］。但在这些应用 当中，很多时候都不仅要求开关电源能够控制能量 的双向流动，还要求能够实现低压、大电流的输出。 而 ＤＣ／ＤＣ 变换器性能的好坏，很大程度上取决于系 统效率的高低。在开关频率不太高的情况下，随着输 出电压的降低和输出电流的增加，整流损耗就成了 影响开关电源效率的主要因素［２］。在以往的电源设计 当中，模拟控制技术以其动态响应快，无量化误差以 及价格低廉等优点被广泛应用；数字控制技术则因 其成本和技术等方面的因素而较少得到应用。近年 来，随着半导体技术的不断发展，数字微控制器的成 本显著降低，性能不断提高，这便使得高频开关电源 的全数字化成为可能［３］。因此，为了在控制能量双向 流动并能输出低压、大电流的同时，提高系统效率， 降低整流损耗，同时考虑到数字控制具有简化系统 硬件设计，减少分立元件数量，改善系统可靠性等优 点，本文提出了一种基于同步整流技术的全数字双 向 ＤＣ／ＤＣ 变换器；介绍了其系统的软、硬件构成；阐 述了电路的工作原理；给出了相应的实验波形。
能、低成本、低
功耗等诸多优
点，很适合用于
对成本和性能
都有严格要求
的工业控制领
域［４］。负责 Ａ／Ｄ 转
换的是 ２４ 位高
图 １ 系统整体结构图
精度 Ａ／Ｄ 转换器 ＣＳ５４６０Ａ，它同样具有低成本、高性能
的特点，以往在各类电表中都有着广泛的应用。
在控制电路工作时，ＣＳ５４６０Ａ 获得系统输出电
压、电流量的模拟信号后，将它们转变为数字量，并
Ｎ２＝Ｕ２ｍｉｎ ｔｏｎ ｍａｘ／Ｂｍ ｓ
式中 Ｂｍ—— —铁心的最大工作磁通密度 ｓ— ——Ｔｒ 的磁芯有效截面积
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（９）
因此，可求得Ｔｒ 的初级绕组匝数为：
Ｎ１＝Ｎ２／Ｎ
（１０）
在计算第三绕组时，首先应根据伏秒积平衡的
原则计算复位电压为： ｕｒ＝Ｕ１ｍａｘｔｏｎ ｍａｘ／ｔｏｆｆ ｍｉｎ （１１）
流过导通电阻只有 ６ｍΩ的 ＭＯＳ 管，大大减小了损
耗，提高了效率。图 ４ 示出能量正向流动时电路的 ４
个工作状态。
图 ４ 电路的工作状态 图中 ｉ１，ｉ２—— —Ｔ 的初级侧和次级侧电流
ｉ２ａ，ｉ２ｂ—— —ｉ２流经 ＶＱ２ 和 ＶＱ３ 的电流
（ １） 阶段 １ 能量正向流动阶段。该阶段开始时， ＶＱ１ 和 ＶＱ２ 触发导通。ｉ１ 流入 Ｔｒ 初级绕组的同名 端，ｉ２ 流出 Ｔｒ 次级绕组的同名端。此时，能量由输入 侧向负载侧传输的方式与传统的单端正激变换器基
ＰＩ 算法；当能量反向流动时，出于实际应用的需要，
系统只对负载（蓄电池）侧进行恒流控制。
３ 电路工作过程分析
图 ２ 示出所提出的主电路拓扑。主要包括：电源
输入侧滤波
图 ２ 主电路拓扑
电 容 Ｃ１、主 开 关 管 ＶＱ１ 及 由 Ｒ１，Ｃ３， ＶＤ２ 组 成 的 ＶＱ１ 吸 收 电
路；变压器 Ｔｒ 及为其初级进行磁复位的第三绕组和
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第 ４０ 卷第 ６ 期 ２００６ 年 １２ 月
电力电子技术 Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ
Ｖｏｌ．４０， Ｎｏ．６ Ｄｅｃｅｍｂｅｒ， ２００６
流。该过程的电流方向见图 ４ｂ。 （ ３） 阶段 ３ 续流阶段。该阶段开始时，ＶＱ３ 触
发导通，所以 ｉｏ 主要经由 ＭＯＳ 管续流，因而损耗大 为降低。该阶段将持续到 ＶＱ３ 触发关断时才会结 束，其电流流向见图 ４ｃ。
图 ５ 电路的工作状态
３．３ Ｔ，Ｌ，Ｃ２ 的选取 综合电源体积、系统效率、控制精度、器件耐压等
诸多因素的考虑，当选取工作频率 ｆ＝５５ｋＨｚ，Ｔ＝１／ｆ，最
大占空比 Ｄｍａｘ＝０．４ 时，ＶＱ１ 的最大导通时间为：