数字电视技术 第5章 调制技术
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a b a 平衡调制器输出 b 平衡调制器输出 合成相位 1 1 0
o o o
1 1
01
0 0
-cosωct
1 0
cosωct
0 1 180 270 225
o o o
0 0 180 90 135
o o o
1 0 0o 90
o
cosωct -cosωct
Q(t)
-sinωct 315°
-sinωct 225°
带通 输出 滤波器
四相载波发生器 QPSK信号的特点：在信号空间（星座图）有4个均匀分
布在同圆上（恒包络）上的信号点（星点），4个不同相 位载波互为正交。即说明：已调信号的幅度相等，依靠 不同相位来区分各信号
21
QPSK调制器波形图
0 S(t) A 0 -A 1 Im(t) A 0 -A
2A
1
2
3
LPF 多电平转换 L到2 电平变换
载波恢复
定时恢复
并 / 串变换
LPF
多电平判决
L到2 电平变换
MQAM信号相干解调原理图
14
5.1.3 MQAM抗噪声性能
对于方型QAM，可以看成是由两个相互正交且独立的多 电平ASK信号叠加而成。因此，利用多电平信号误码率的分析 方法，可得到M进制QAM的误码率为
QAM信号调制原理图
sin ω t 2到L 电平变换 Bm 预调制 LPF
∑
已调信号输出 y(t)
图中，输入的二进制序列经过串/并变换器输出速率减 半的两路并行序列， 再分别经过2电平到L电平的变换，形 成L电平的基带信号。 为了抑制已调信号的带外辐射，该L 电平的基带信号还要经过预调制低通滤波器，形成X(t)和 Y(t)，再分别对同相载波和正交载波相乘。 最后将两路信号 相加即可得到QAM信号。
p( s) =
∑ (c M
n =1
n
+ dn )
12
M=4, 16, 32, …, 256时 MQAM信号的星座图如图所示。其中，M=4, 16, 64, 256 时星座图为矩形，而M=32, 128 时星座图为十字形。前者M为2 的偶次方，即每个符号携带偶数个比特信息；后者M为2的奇次方，即每 个符号携带奇数个比特信息。 若已调信号的最大幅度为1，则MPSK信号星座图上信号点间的最小距 离为 π
4
5
6
7
0
2
4
6
t
Re(t)
t 3 5 7 t
SQPSK(t) 0 2A
t
22
两个QPSK信号组合成16QAM信号
a1 b1 QPSK调制器 2
a 1b 1 01
相 加
16QAM
11 01
a 2b 2
QAM M＝64
右图：M进制方型QAM的误码率曲线。
2 10－5 5 2 10－6 －6 －4 －2 0 2 4 6
15 8 10 12 14 16 18 20 22
SNR / bit / dB
5.2 四相相移键控(QPSK) (Quaternary Phase Shift Keying)
多进制相位调制 所谓多进制的数字调相就是利用载波的不同相位（或相位差） 来表征数字信息的调制方式，分绝对调相（PSK）和相对（差 分）调相（DPSK）两种，后者由于抗干扰较强而应用较多。 在QPSK中， 数字序列相继两个码元的4种组合对应着4个不 同相位的正弦载波， 即00、01、 10、 11分别对应 π π 3π 3π A0 cos(ω ct + )、A0 cos(ω c t − )、A0 cos(ω c t + )、A0 cos(ω c t − ) 4 4 4 4 , 其中0≤t＜2T， T为比特周期。
数字调制的三种键控方式示例
6
数字电视信号的调制
7
8
5.1 正交幅度调制(QAM) ( Quadrature Amplitude Modulation)
5.1.1 MQAM调制原理 正交振幅调制是用两个独立的基带数字信号对两个相互正 交的同频载波进行抑制载波的双边带调制，利用这种已调信号 在同一带宽内频谱正交的性质来实现两路并行的数字信息传输。 电平数m和信号状态M之间的关系是M=m^2。 正交振幅调制信号的一般表示式为
基带传输系统的基本结构框图
2
数字基带信号的常用码型 码型选择原则
确定码型(不同表示形式的基带信号)时 必须考虑到以下几个方面。
(1) 对于传输频带低端受限的信道，传输信号码型的频谱中 不应包含直流或低频成分； (2) 应尽量减小码型频谱中的高频成分，既可节省传输频带、 提高频谱利用率，又可减少有线信道电缆内不同线对之间 的信号串扰； (3) 接收端易于从串行的基带信号中提取位定时信息，再生 出准确的时钟信号供数据判决使用； (4) 便于实时监测传输系统中的信号传输质量，能监测出码 流中错误的信号状态； (5) 信道中发生误码时要求所选码型不致造成误码扩散(或称 误码蔓延)； (6) 码型变换过程不受信源统计特性(信源中各种数字信息的 概率分布)的影响，即码型变换对任何信源具有透明性。
18
QPSK调制器的原理方框图
I(t) S(t)
电平变换器
Re(t)
分裂 器
相加
Q(t)
SQPSK
电平变换器
Im(t)
cos ωc t
π/ 2
码率为R的数字序列S(t)经分裂器分裂为码率为R／2的I、Q信号， 再由I、Q信号生成幅度为-A～A的双极性不归零序列Re(t)、Im(t)， π Re(t)和Im(t)分别对相互正交的两个载波cosωct 和 cos(ω ct + ) = − sin ω ct 2 进行ASK(幅度键控)调制，然后相加得到已调信号SQPSK(t)：。 SQPSK(t)＝Re(t) cosωct-Im(t) sinωct
⎛ ⎞ d MPபைடு நூலகம்K = 2sin ⎜ ⎟ ⎝M ⎠
M＝256
M＝128 M＝64
MQAM 信 号 矩 形 星 座 图上信号点间的最小距离为
M＝32 M＝16 M＝4
d MQAM
2 = = L −1
2 M −1
13
5.1.2 MQAM解调原理
MQAM信号同样可以采用正交相干解调方法， 其解调器原 理图如图。 解调器输入信号与本地恢复的两个正交载波相乘 后，经过低通滤波输出两路多电平基带信号X(t) 和Y(t)。多 电平判决器对多电平基带信号进行判决和检测，再经L电平到2 电平转换和并/串变换器最终输出二进制数据。
S MQAM (t ) = ∑ An g (t − nTS ) cos( wc t + ϑn )
n
式中，An是基带信号幅度，g(t-nTs)是宽度为Ts的单个基带信号波形。
9
S MQAM (t ) = ∑ An g (t − nTS ) cos( wc t + ϑn )
n
n n
还可以变换为正交表示形式:
19
QPSK信号的产生 调相法（B方式）
同向支路a
载波 振荡 平衡 调制器
b(0) (0,0) 输出 a(0) (0,1) (1,0) a(1) (1,1)) b(1) (b)
ab I(t)
cosω c t
−
输入
串/并 变换
π
2
移相
相加
sin ω c t 正交支路b
平衡 调制器
(a)
表QPSK 信号相位编码逻辑关系
0 o 90 o 180 o 270
B 方式 o 45 o 135 o 225 o 315
01 00 11
45
00 参考相位 10
17
11
参考相位 10
QPSK相位矢量图和星座图
I＝1 Q＝0 Im I＝0 Q＝0 Im
Re I＝1 Q＝1 (a) I＝0 Q＝1 d (b)
Re
星座图中星座间的距离越大， 信号的抗干扰能力就越强， 接收 端判决再生时就越不容易出现误码。 星座间的最小距离表示调制方式 的欧几里德距离。 欧几里德距离 d 可表示为信号平均功率 S 的函数。 QPSK信号的欧几里德距离与平均功率的关系为 d = 2 S
10－1
3log L Eb Pe = (1 − L)erfc[ ( )] 2 L − 1 n0
式中，M=L2，Eb为每比特码元能 量，n0为噪声单边功率谱密度。
PM
5 2 10－2 5 2 10－3 5 2 10－4 5 QAM ＋ PSK M＝4 QAM M＝16
PSK M ＝16
PSK M＝32
sMQAM(t)= [∑ An g (t − nTS ) cosϑn ] cos wct − [∑ An g (t − nTS ) sin ϑn ] sin wct 令 Xn=An cosφn Yn=Ansinφn sMQAM(t)=[∑ X n g (t − nTS ) cosϑn ] cos wct − [∑ Yn g (t − nTS ) sin ϑn ] sin wct
(b) 星型16QAM星座
信号矢量端点的分布图称为星座图。通常，可以用星座图来描述QAM 信号的信号空间分布状态。对于M=16的 16QAM来说，有多种分布形式的 信号星座图。 两种具有代表意义的信号星座图如图所示。在图(a)中， 信号 点的分布成方型，故称为方型16QAM星座，也称为标准型16QAM。在图(b) 中，信号点的分布成星型，故称为星型16QAM星座。 若信号点之间的最小距离为2A，且所有信号点等概率出现，则平均发 射信号功率为 A2 M 2 2
3
码型分类及其特点 (1) 二元码 几种常用的二元码波形 (2) 三元码(双二进制码，三进制码) (3) 多元码
三元码波形示例
多元码波形示例
4
几 种 常 用 的 二 元 码 波 形
5
5.0.2 数字调制
概论 从原理上看，数字调制与模拟调制没有根本上的差别。 模拟调制中是由模拟信号的瞬时值改变载波信号的某个参量 (幅度、频率或相位)实现载波调制的，模拟信号在时间上和 幅度上都是连续的，所以载波信号的调制参量也是连续变化 的。 图为ASK，FSK和PSK的简单例子。
11
(0,4.61)
(－3,3)
(3,3)
(0,2.61)
(－3,1)
(3,1)
(－4.61,0)
(－2.61,0)
(2.61,0)
(4.61,0)
(－1,－1) (－3,－3)
(－1,1) (3,－3) (0,－2.61)
(a)
16QAM的星座图
(0,－4.61)
(b)
(a) 方型16QAM星座；
n n
= X (t ) cos wct − y (t ) sin wct
QAM中的振幅Xn和Yn可以表示为 Xn=cnA Yn=dnA
式中，A是固定振幅，cn、dn 由输入数据确定。cn、dn决定 了已调QAM信号在信号空间中 的坐标点。
10
2到L 电平变换
Am
预调制 LPF cos ω t
串 / 并变换
sinωct 135°
sinωct 45°
270 315
45 o
4PSK移相
注：串/并输入信号码速率等于 Rb,输出信号码速率等 于 1 / 2 Rb，a支路和b支路信号的码元宽度为 2Ts ， Ts 为 二进制信号码元宽度。
20
QPSK信号的产生
相位选择法
输入
串/并 变换
45
逻辑选相电路
135
225 315
16
四相绝对相移键控QPSK
四进制码元又称为双比特码元。它的前一信息用a代 表，后一信息比特称用b代表，双比特码元中两个信息比 特ab提出按照格雷码（即反射码）排列的。它与载波相 位的关系如下表示。矢量图如下。
双比特码元 a 0 0 1 1 b 0 1 1 0
o
载波相位 （ ϕ k ）
A 方式
01
第五章 调制技术
数字电视系统常用的几种调制方式
QAM ( Quadrature Amplitude Modulation ) :正交调幅;16QAM： 16状态/电平正交调幅 QPSK (Quadrature Phase-Shift Keying ) ：四相／正交移相 键控，与四状态QAM相同 TCM (Trellis Code Modulation)：网格编码调制 COFDM (Coded Orthogonal Frequency Division Multiplexing ) ：编码正交频分复用 VSB ( Vestigial Side-Band ) ：残留边带；8 -VSB： Trellis-Coded 8-Level Vestigial Side-Band：8电平残 留边带
1
5.0.1 数字基带传输
引言 经过信源编码数据压缩和信道编码差错控制后得到的数字 信号，通常为二元数字信息，其脉冲波形占据的频带一般从直 流或较低频率开始直至可能的最高数据频率(几十千赫、几百 千赫或几兆赫、几十兆赫)，带宽会很宽，能宽到短波波段的 射频范围。 图为基带传输系统的基本结构框图，它由信道信号形成器、传 输信道、接收滤波器和取样判决器几部分组成。
o o o
1 1
01
0 0
-cosωct
1 0
cosωct
0 1 180 270 225
o o o
0 0 180 90 135
o o o
1 0 0o 90
o
cosωct -cosωct
Q(t)
-sinωct 315°
-sinωct 225°
带通 输出 滤波器
四相载波发生器 QPSK信号的特点：在信号空间（星座图）有4个均匀分
布在同圆上（恒包络）上的信号点（星点），4个不同相 位载波互为正交。即说明：已调信号的幅度相等，依靠 不同相位来区分各信号
21
QPSK调制器波形图
0 S(t) A 0 -A 1 Im(t) A 0 -A
2A
1
2
3
LPF 多电平转换 L到2 电平变换
载波恢复
定时恢复
并 / 串变换
LPF
多电平判决
L到2 电平变换
MQAM信号相干解调原理图
14
5.1.3 MQAM抗噪声性能
对于方型QAM，可以看成是由两个相互正交且独立的多 电平ASK信号叠加而成。因此，利用多电平信号误码率的分析 方法，可得到M进制QAM的误码率为
QAM信号调制原理图
sin ω t 2到L 电平变换 Bm 预调制 LPF
∑
已调信号输出 y(t)
图中，输入的二进制序列经过串/并变换器输出速率减 半的两路并行序列， 再分别经过2电平到L电平的变换，形 成L电平的基带信号。 为了抑制已调信号的带外辐射，该L 电平的基带信号还要经过预调制低通滤波器，形成X(t)和 Y(t)，再分别对同相载波和正交载波相乘。 最后将两路信号 相加即可得到QAM信号。
p( s) =
∑ (c M
n =1
n
+ dn )
12
M=4, 16, 32, …, 256时 MQAM信号的星座图如图所示。其中，M=4, 16, 64, 256 时星座图为矩形，而M=32, 128 时星座图为十字形。前者M为2 的偶次方，即每个符号携带偶数个比特信息；后者M为2的奇次方，即每 个符号携带奇数个比特信息。 若已调信号的最大幅度为1，则MPSK信号星座图上信号点间的最小距 离为 π
4
5
6
7
0
2
4
6
t
Re(t)
t 3 5 7 t
SQPSK(t) 0 2A
t
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两个QPSK信号组合成16QAM信号
a1 b1 QPSK调制器 2
a 1b 1 01
相 加
16QAM
11 01
a 2b 2
QAM M＝64
右图：M进制方型QAM的误码率曲线。
2 10－5 5 2 10－6 －6 －4 －2 0 2 4 6
15 8 10 12 14 16 18 20 22
SNR / bit / dB
5.2 四相相移键控(QPSK) (Quaternary Phase Shift Keying)
多进制相位调制 所谓多进制的数字调相就是利用载波的不同相位（或相位差） 来表征数字信息的调制方式，分绝对调相（PSK）和相对（差 分）调相（DPSK）两种，后者由于抗干扰较强而应用较多。 在QPSK中， 数字序列相继两个码元的4种组合对应着4个不 同相位的正弦载波， 即00、01、 10、 11分别对应 π π 3π 3π A0 cos(ω ct + )、A0 cos(ω c t − )、A0 cos(ω c t + )、A0 cos(ω c t − ) 4 4 4 4 , 其中0≤t＜2T， T为比特周期。
数字调制的三种键控方式示例
6
数字电视信号的调制
7
8
5.1 正交幅度调制(QAM) ( Quadrature Amplitude Modulation)
5.1.1 MQAM调制原理 正交振幅调制是用两个独立的基带数字信号对两个相互正 交的同频载波进行抑制载波的双边带调制，利用这种已调信号 在同一带宽内频谱正交的性质来实现两路并行的数字信息传输。 电平数m和信号状态M之间的关系是M=m^2。 正交振幅调制信号的一般表示式为
基带传输系统的基本结构框图
2
数字基带信号的常用码型 码型选择原则
确定码型(不同表示形式的基带信号)时 必须考虑到以下几个方面。
(1) 对于传输频带低端受限的信道，传输信号码型的频谱中 不应包含直流或低频成分； (2) 应尽量减小码型频谱中的高频成分，既可节省传输频带、 提高频谱利用率，又可减少有线信道电缆内不同线对之间 的信号串扰； (3) 接收端易于从串行的基带信号中提取位定时信息，再生 出准确的时钟信号供数据判决使用； (4) 便于实时监测传输系统中的信号传输质量，能监测出码 流中错误的信号状态； (5) 信道中发生误码时要求所选码型不致造成误码扩散(或称 误码蔓延)； (6) 码型变换过程不受信源统计特性(信源中各种数字信息的 概率分布)的影响，即码型变换对任何信源具有透明性。
18
QPSK调制器的原理方框图
I(t) S(t)
电平变换器
Re(t)
分裂 器
相加
Q(t)
SQPSK
电平变换器
Im(t)
cos ωc t
π/ 2
码率为R的数字序列S(t)经分裂器分裂为码率为R／2的I、Q信号， 再由I、Q信号生成幅度为-A～A的双极性不归零序列Re(t)、Im(t)， π Re(t)和Im(t)分别对相互正交的两个载波cosωct 和 cos(ω ct + ) = − sin ω ct 2 进行ASK(幅度键控)调制，然后相加得到已调信号SQPSK(t)：。 SQPSK(t)＝Re(t) cosωct-Im(t) sinωct
⎛ ⎞ d MPபைடு நூலகம்K = 2sin ⎜ ⎟ ⎝M ⎠
M＝256
M＝128 M＝64
MQAM 信 号 矩 形 星 座 图上信号点间的最小距离为
M＝32 M＝16 M＝4
d MQAM
2 = = L −1
2 M −1
13
5.1.2 MQAM解调原理
MQAM信号同样可以采用正交相干解调方法， 其解调器原 理图如图。 解调器输入信号与本地恢复的两个正交载波相乘 后，经过低通滤波输出两路多电平基带信号X(t) 和Y(t)。多 电平判决器对多电平基带信号进行判决和检测，再经L电平到2 电平转换和并/串变换器最终输出二进制数据。
S MQAM (t ) = ∑ An g (t − nTS ) cos( wc t + ϑn )
n
式中，An是基带信号幅度，g(t-nTs)是宽度为Ts的单个基带信号波形。
9
S MQAM (t ) = ∑ An g (t − nTS ) cos( wc t + ϑn )
n
n n
还可以变换为正交表示形式:
19
QPSK信号的产生 调相法（B方式）
同向支路a
载波 振荡 平衡 调制器
b(0) (0,0) 输出 a(0) (0,1) (1,0) a(1) (1,1)) b(1) (b)
ab I(t)
cosω c t
−
输入
串/并 变换
π
2
移相
相加
sin ω c t 正交支路b
平衡 调制器
(a)
表QPSK 信号相位编码逻辑关系
0 o 90 o 180 o 270
B 方式 o 45 o 135 o 225 o 315
01 00 11
45
00 参考相位 10
17
11
参考相位 10
QPSK相位矢量图和星座图
I＝1 Q＝0 Im I＝0 Q＝0 Im
Re I＝1 Q＝1 (a) I＝0 Q＝1 d (b)
Re
星座图中星座间的距离越大， 信号的抗干扰能力就越强， 接收 端判决再生时就越不容易出现误码。 星座间的最小距离表示调制方式 的欧几里德距离。 欧几里德距离 d 可表示为信号平均功率 S 的函数。 QPSK信号的欧几里德距离与平均功率的关系为 d = 2 S
10－1
3log L Eb Pe = (1 − L)erfc[ ( )] 2 L − 1 n0
式中，M=L2，Eb为每比特码元能 量，n0为噪声单边功率谱密度。
PM
5 2 10－2 5 2 10－3 5 2 10－4 5 QAM ＋ PSK M＝4 QAM M＝16
PSK M ＝16
PSK M＝32
sMQAM(t)= [∑ An g (t − nTS ) cosϑn ] cos wct − [∑ An g (t − nTS ) sin ϑn ] sin wct 令 Xn=An cosφn Yn=Ansinφn sMQAM(t)=[∑ X n g (t − nTS ) cosϑn ] cos wct − [∑ Yn g (t − nTS ) sin ϑn ] sin wct
(b) 星型16QAM星座
信号矢量端点的分布图称为星座图。通常，可以用星座图来描述QAM 信号的信号空间分布状态。对于M=16的 16QAM来说，有多种分布形式的 信号星座图。 两种具有代表意义的信号星座图如图所示。在图(a)中， 信号 点的分布成方型，故称为方型16QAM星座，也称为标准型16QAM。在图(b) 中，信号点的分布成星型，故称为星型16QAM星座。 若信号点之间的最小距离为2A，且所有信号点等概率出现，则平均发 射信号功率为 A2 M 2 2
3
码型分类及其特点 (1) 二元码 几种常用的二元码波形 (2) 三元码(双二进制码，三进制码) (3) 多元码
三元码波形示例
多元码波形示例
4
几 种 常 用 的 二 元 码 波 形
5
5.0.2 数字调制
概论 从原理上看，数字调制与模拟调制没有根本上的差别。 模拟调制中是由模拟信号的瞬时值改变载波信号的某个参量 (幅度、频率或相位)实现载波调制的，模拟信号在时间上和 幅度上都是连续的，所以载波信号的调制参量也是连续变化 的。 图为ASK，FSK和PSK的简单例子。
11
(0,4.61)
(－3,3)
(3,3)
(0,2.61)
(－3,1)
(3,1)
(－4.61,0)
(－2.61,0)
(2.61,0)
(4.61,0)
(－1,－1) (－3,－3)
(－1,1) (3,－3) (0,－2.61)
(a)
16QAM的星座图
(0,－4.61)
(b)
(a) 方型16QAM星座；
n n
= X (t ) cos wct − y (t ) sin wct
QAM中的振幅Xn和Yn可以表示为 Xn=cnA Yn=dnA
式中，A是固定振幅，cn、dn 由输入数据确定。cn、dn决定 了已调QAM信号在信号空间中 的坐标点。
10
2到L 电平变换
Am
预调制 LPF cos ω t
串 / 并变换
sinωct 135°
sinωct 45°
270 315
45 o
4PSK移相
注：串/并输入信号码速率等于 Rb,输出信号码速率等 于 1 / 2 Rb，a支路和b支路信号的码元宽度为 2Ts ， Ts 为 二进制信号码元宽度。
20
QPSK信号的产生
相位选择法
输入
串/并 变换
45
逻辑选相电路
135
225 315
16
四相绝对相移键控QPSK
四进制码元又称为双比特码元。它的前一信息用a代 表，后一信息比特称用b代表，双比特码元中两个信息比 特ab提出按照格雷码（即反射码）排列的。它与载波相 位的关系如下表示。矢量图如下。
双比特码元 a 0 0 1 1 b 0 1 1 0
o
载波相位 （ ϕ k ）
A 方式
01
第五章 调制技术
数字电视系统常用的几种调制方式
QAM ( Quadrature Amplitude Modulation ) :正交调幅;16QAM： 16状态/电平正交调幅 QPSK (Quadrature Phase-Shift Keying ) ：四相／正交移相 键控，与四状态QAM相同 TCM (Trellis Code Modulation)：网格编码调制 COFDM (Coded Orthogonal Frequency Division Multiplexing ) ：编码正交频分复用 VSB ( Vestigial Side-Band ) ：残留边带；8 -VSB： Trellis-Coded 8-Level Vestigial Side-Band：8电平残 留边带
1
5.0.1 数字基带传输
引言 经过信源编码数据压缩和信道编码差错控制后得到的数字 信号，通常为二元数字信息，其脉冲波形占据的频带一般从直 流或较低频率开始直至可能的最高数据频率(几十千赫、几百 千赫或几兆赫、几十兆赫)，带宽会很宽，能宽到短波波段的 射频范围。 图为基带传输系统的基本结构框图，它由信道信号形成器、传 输信道、接收滤波器和取样判决器几部分组成。