功放文集(2)中功率otl功放电路探究

功放文集(2)-中功率OTL功放电路探究
音频功率放大器文集（2）
——中功率音频放大器探究
上一讲介绍的音频个功率放大器输出功率非常小，只有几百毫瓦，在实际运用中往往需要十几瓦，几十瓦甚至于上百瓦的功率，因此，这一讲我们来谈谈中功率音频功率放大器。

在OTL和OCL电路中，要求NPN与PNP两只互补管的特性一致，一般小功率异型管容易配对，但大功率的异型管配对就比较困难。

若要求较大功率输出时就必须采用复合管，即用两只或两只以上的晶体管适当地连接起来，等效成一只晶体管使用，如图1所示。

图1 两只晶体管组合复合管的4种结构
复合管的组成原则是：第一，必须保证两只晶体管各极电流按正确方向流动；第二，复合管的管型取决于与第一个晶体管的管型。

这样，就可以用一对性能相同的异型管小功率管与一对性能相同的同型管组合，得到性能一致的大功率异型管。

复合管的电流放大系数为两只管子的电流放大系数之积，即?=?1?2。

如图2所示为输出级采用复合管的大功率OTL功放电路，其中VT2与VT4组合等效为NPN型，VT3与VT5组合等效为PNP型。

图2 中功率音频功放电路原理图
图3 9012或9013封装及引脚图4 TIP41或TIP42封装及引脚静态时，首先调节RP1使Q点电压约为电源电压的一
半，即UQ?UCC/2。

然后，调节RP2使A、B两点间的电压UAB≈1.8V，抵消了VT2～VT4发射结压降之和，消除交越失真。

继续增大RP2，UAB增大，VT4、VT5电流随之增大，并出现发热现象。

一般来说，为了防止VT4、VT5工作时过热，除了要给它们加装散热器之外，静态电流也尽量设置小一些，最好不要超过50mA——实际工程中是这样处理的：调节RP2时，用数字万用表200mV挡测量R8（或R9）的两端电压，根据电压的大小与R8（或R9）的比值，估算VT4、VT5的电流。

RP2与VD组成的消除交越失真电路起“电平转移”的作用，A点比B 点高3个发射结压降，R4
经“电平转移电路”接VT1集电极，为VT1的交流负载电阻，取值不宜过大也不宜过小：过大，则VT1的静态电流偏小；过小，则VT1的电压放大倍数偏小。

电阻R6、R7与功放管发射结并联，静态时，它们两端约为一个PN结压降（读者可以计算出流经R6、R7的电流）。

又R6、R7分别串联在VT2、VT3发射极，故R6、R7是用来设置VT2、VT3的静态电流。

另外，需要指出的是，并联于VT1的B、C极之间的电容C3作补偿之用，防止高频自激。

电路中，有关元器件参数选择的依据，涉及的理论分析和实际计算比较多，有兴趣的读者可参阅下文。

1．激励放大级
激励放大级由VT1、RP1、R1、RE1、RE2和CE组成。

从图中可以看出VT1及周围元件组成基极分压稳定工作点电路，当IR1?5IB1及以上时，VT1基极电压由RP1与R1分压决定；RE1、RE2是发射极电阻，用于直流负反
馈稳定工作点；RE2被CE旁路，仅有直流反馈，而RE1具有交、直流双重负反馈。

C3虽然也属于激励放大级元件，但容量很小，用于高频补偿，一般分析时不作考虑。

（1）R1参数的选择
根据经验，激励放大级静态电流只需要几个毫安，发射极总电阻RE?RE1?RE2为470Ω～1.2kΩ，现取EE1=100Ω、EE2=820Ω。

假设IC1=2mA，则VT1发射极电压为
UE1?IC1(RE1?RE2)?2?(0.1?0.82)?1.84V
默认晶体管发射结压降UBE为0.6V，则时VT1基极电压为
UB1?UBE?UE1?0.6?1.84?2.44V
假设VT1的电流放大系数?1?100，则
IB1?IC1?2mA=20μA 100
UB1，则有R1?1若要求IR1?5IB1，即IR1?5?20μA=100μA。

由于IR1?
R1?UB12.44??24.4kΩ IR10.1
现在，选择20kΩ更加能满足IR1?5IB1，故原理图中给定R1=20kΩ。

提示：IC1=2mA并不是必选数值，选1.5m～3mA亦可，但最好不要超过5mA。

（2）RP1参数的选择
RP1需根据电源的具体电压而定，假设电源电压UCC=30V，则UQ=15V。

由于前面已经根据假设的条件计算出UB1?2.44V。

忽略VT1基极电流IB1不计（这就是前面要求IR1?5IB1的原因）则有IRP1?IR1，根据电阻串联分压定理，可得
UQ?UB1
RP1
整理上式，代入有关参数的，得?UB1 R1
RP1?(UQ?UB1)R1
UB1?(15?2.44)?20?102 kΩ 2.44
原理图中给定RP1=120K，确切取值可以通过实际调试得到。

（3）C1参数的选择
输入耦合电容参数的选择，主要考虑它对音频下限频率的阻抗。

根据电容容抗公式可知，电容的容抗与电容的容量成反比。

比如，C1=10μF和C1=22μF时，电容的容抗分别为
C1=10μF ZC1?11??79?6 ?62?fC2?3.14?20?10?10
11??36?2 2?fC2?3.14?20?22?10?6C1=22μF ZC1?
相比于晶体管的输入阻抗而言，几百欧姆的输入阻抗是可以接受的。

故原理图中，C1给定为22μF，C1容量稍大（比如22～47μF）或稍小（比如6.8～10μF）均可。

2．自举电路元件参数的选择
（1）R3、R4参数的选择
忽略VT2、VT3的基极电流，则IR3?R4?IC1（即R3-R4支路的电流全部流经VT1）；又，静态时A点比Q点高2个PN结，即UA?UCC?2UBE。

如前所述，若假设IC1=2mA，UCC=30V，默认晶2
体管发射结压降为0.6V，则R3与R4之和为
UCC?2UBEUCC?UA15?2?0.6R3?R4????6.9kΩ IR3?R4IC12
由于R4是VT1的交流负载电阻，应尽可能取大一点，而隔离电阻R3一般取值在1kΩ以内。

故将R3设定为820Ω，R4设定为6.8kΩ。

这时，R3与R4之和为R3?R4?7.62 kΩ。

把该参数代入上式，反求IC1，即
UCC?2UBE15?2?0.6IC1???1.94mA R3?R47.62
与假设IC1=2mA相差很小。

（2）C2参数的选择
C2与R3构成自举电路，根据经验公式要求R3C2＞0.1（式中各参数应选择法定标准单位，即电阻单位是Ω，电容单位是F）。

已知R3=820Ω，则
0.1C2??122μF 820
现在，电路中选择C2=220μF效果更佳。

3．功放级偏置元件参数的选择
（1）RP2、VD1和VD2的选择
可变电阻RP2、VD1和VD2组成VT2、VT3互补管的偏置电路，给VT2、VT3提供适当静态电流。

改变RP2阻值可改变VT2、VT3基极间偏置电压，从而实现对其静态工作电流的调整。

一般来说，在能够消除交越失真情况下，RP2尽量取较小阻值。

与RP2串联的VD1、VD2可以补偿VT2、VT3
发射结死区电压随温度发生的变化，使互补管静态工作点更趋稳定，选用1N4148或高速二极管较为理想。

（2）C3、C4参数的选择
C3是防止VT1产生高频自激的交流负反馈电容，一般取为47P～
200pF。

C4并联在VT2、VT3基极之间，用于RP2、VD1和VD2的交流旁路，可使A、B两点之间的动态电压变化量?uAB减小，一般取值47μF即可。

4．功放级元件参数的选择
（1）R6、R7参数的选择
R6和R7分别是VT3和VT4静态电流设置电阻，动态工作时的分流作用可以忽略不计。

默认晶体管发射结压降为0.6V，则RP2调节合适时，则有
UBE4?UBE5?0.6V
假设，VT2、VT3 的静态电流（IC2、IC3）在3～4mA范围之内，忽略了VT4和VT5基极的分流作用，则有
R6?R7?UBE?150~200Ω IC2
需要指出的是，这里忽略了VT4和VT5基极的分流作用。

若计入之，R6和R7可适当选大一些，现取值为220Ω。

若取值过大，VT4和VT5基极电流增大，IC4、IC5增大，静态功耗亦相应增大。

（2）R8和R9参数的选择及特别处理
R8和R9分别是防止VT4和VT5过流的限流保护电阻，一般取在0.2～0.5Ω之间。

可用长200mm、直径Φ0.8mm的漆包线两端分别焊接在1kΩ以上电阻两端，对折起来绕在电阻上，相当于熔断保险管的作用，属于最简单的非智能型限流烧断保护方式。

注：实际工程中常选用无感水泥电阻。

（3）C5参数的选择及特别处理
C5是功率输出电容，实际上是起到中点浮动电源作用，所以电容量不是按照对通频带低频端交流信号的阻抗应为多大来确定，而是按输出功率的大小进行计算。

若电容量偏小，在中点浮动电源电压随输出电流波动而导致输出信号截波时，就会产生严重削波失真。

（4）VT1～VT5的选择要求
VT1起电压放大作用，在该电路中被称为激励级，要求U（BR）CEO、β和ICEO分别为
U（BR）CEO＞UCC β＝100～200 ICEO≤IC1/400＝5μA
故，应选用小功率低噪声晶体管。

VT2和VT3是互补电流放大级，分别与VT4和VT5构成复合管对输出电流进行放大，要求U（BR）CEO、β和ICEO分别为
U（BR）CEO＞UCC β＝100～200 ICEO≤IC2/100＝30μA
故，应选用小功率或中功率晶体管。

VT4和VT5是负责放大输出电流的中、大功率晶体管，静态工作电流可取在10mA～30mA，要求U（BR）CEO、β和ICEO分别为
U（BR）CEO＞UCC β＝50～100 ICEO≤IC4/100＝0.1mA
根据经验，VT4和VT5的最大极限电流ICM应该比输出电流最大值大1倍。

实际上，大功率管UBE可能相差较大，VT4和VT5的UBE需通过实测进行配对使用。

故，应选用中功率或大功率晶体管。

为了方便读者阅读，现把有关节点的电压和支路的电流计算公式列表如下（设UCC=30V）：
电流计算：
一、动态测试
1．1kHz正弦波测试（棕色为输入，蓝色为输出，下同）
图5 1kHz正弦波测试（空载）
图6 1kHz正弦波测试（负载8Ω扬声器）
图7 1kHz正弦波测试（空载，输入信号增大，输出信号变形）
2．随机音频信号正弦波测试
图8 随机音频信号正弦波测试
二、观察与分析
1．实际测试发现，当增大输入正弦波信号时，输出信号不能成比例正大；另一方面，随着输入信号增大，输出逐渐变形为三角波，进而变形为锯齿波。

这说明，电路输入信号越大非线性失真越大；
2．实际测试发现，无输入信号时系统所需电流很小，有输入信号时，无论负载与否，系统所需电流较大，可达2A左右（散热器发热严重）。

——由于上述几方面的原因，这种电路在实际中很少采用。

图18 中功放音频功率放大电路实物图
2013-5-6初稿
2014-4-18修改
中山市技师学院葛中海。