单载波调制单相三电平不对称光伏并网逆变器

单载波调制单相三电平不对称光伏并网逆变器
金渊;曾爽;刘秀兰;关宇;迟忠军;李香龙
【摘要】介绍了一种适用于小功率光伏并网发电系统的单相三电平不对称逆变器.针对三电平电路正弦脉宽调制(sinusoidal pulse width modulation,SPWM)使用过多三角波层叠、占用系统资源多的问题,基于数字信号处理器(digital signal processing,DSP)给出了一种只使用一个载波的改进型SPWM实现方式.引入了一种空间矢量脉宽调制(space vector pulse width modulation,SVPWM)方式,分析了上述两种方法的一致性和优缺点.在并网控制中采用了一种改进型的比例谐振控制器(proportional-resonant,PR),相对于理想PR控制器,具有受电网频率波动和数字系统离散化影响小的优点.通过仿真和搭建小功率试验台的方法,验证了控制策略和调制方式的可行性.
【期刊名称】《科学技术与工程》
【年(卷),期】2016(016)020
【总页数】6页(P180-185)
【关键词】光伏发电;三电平;SPWM调制;比例谐振控制
【作者】金渊;曾爽;刘秀兰;关宇;迟忠军;李香龙
【作者单位】国网北京市电力公司电力科学研究院,北京100075;国网北京市电力公司电力科学研究院,北京100075;国网北京市电力公司电力科学研究院,北京100075;国网北京市电力公司电力科学研究院,北京100075;国网北京市电力公司电力科学研究院,北京100075;国网北京市电力公司电力科学研究院,北京100075
【正文语种】中文
【中图分类】TM464
电工技术
近些年来，光伏发电发展迅速。

如何提高光伏并网系统的效率、减小其体积，成为人们关注的重点。

三电平逆变器具有输出滤波器体积小、输出电压谐波含量较低等优点，在光伏发电领域得到广泛应用；并且由传统的高压大功率向低压小功率应用转变。

三电平逆变器常采用对称型二极管箝位(neutral point clamped，NPC)结构，用
以降低开关器件承受的电压应力[1—3]。

该结构应用于小功率系统时，存在开关器件多的问题，导致了控制复杂、成本上升。

文献[4]提出了一种单相五开关三电平
逆变器，其结构简单，然而存在死区续流问题，导致输出电压谐波含量较大。

文献[5]提出了一种单相三电平不对称逆变器，具有结构简单、电压谐波含量低的优点，适用于单相小功率光伏发电，文献[6]对该拓扑进行了模态分析，提出了控制方法，但是存在调制方式不合理等问题。

本文针对单相三电平不对称逆变器，给出一种改进型SPWM调制方式，可以有效节省控制器的系统资源。

在单相光伏并网系统中，通过使用比例谐振控制器可以实现对交流电流信号的无静差跟踪[7]。

本文采用一种准比例谐振控制器，在保持对
交流信号良好跟踪的前提下，受电网频率波动和数字系统离散化的影响较小，易于实现[8]。

最后，对上述内容进行了仿真和实验验证。

1.1 不对称桥光伏并网系统结构
单相三电平不对称桥光伏并网系统如图1所示,其中Udc为直流侧电压值，uab为逆变器输出电压值，us为电网电压值，is为并网电流值。

该系统主要由多支路
DC/DC变换器、直流母线和并网逆变器三部分组成。

输入侧光伏阵列采用多支路
并联的方式，通过多个Boost变换器连接至直流母线，可以提供多路独立最大功
率跟踪(maximum power point tracking，MPPT)，具有灵活性高、光电转换率高的优势[9]。

并网逆变器由一个二极管箝位型三电平桥臂和一个两电平桥臂组成，通过两个桥臂不同工作状态的组合，逆变器可以输出电压值为0、±U dc/2、
±Udc的五电平PWM阶梯波，从而降低了输出电压的谐波含量，减小了交流侧滤波器的体积。

1.2 不对称桥SPWM单载波调制方法
一种常用的不对称桥SPWM调制方法是将输出电压基波按照直流电压值分为四个区域，每个区域分别对应一个三角载波进行调制[10]。

如图2(a)，其中，ut1、
ut2、ut3、ut4为调制过程中使用的三角载波，ut1、ut3和 ut2、ut4作为两组
载波，分别控制三电平桥臂上一对互补导通的开关管S3、S5和S4、S6。

工频桥
臂b则由正弦信号过零点控制翻转。

该方式的缺点是采用三角波层叠进行调制，
占用系统资源多。

本文对上述方法进行了改进：首先将负半周波形上拉，合并两个控制同一组管子的三角波，对uref2进行调制，其值为
E=Udc/2
式中，uref1为控制环输出调制波，uref2为第一次变换后调制波，E为单个直流
电容电压值。

如图2(b)所示，这样可以减少一半的载波数量。

再进一步简化，不采用三角波层
叠方式，增加一个调制波uref3，
式(3)中，uref3为第二次变换后调制波。

uref2和uref3分别对应控制S4、S6和S3、S5。

通过上述两步对载波层叠方式
的改进，得到单载波调制方式，其输出逻辑如图2(c)所示。

经过改进后，调制方
式占用系统资源少，通过一个计时器即可实现多路脉冲输出。

对于采用事件管理器输出PWM波的DSP芯片，单载波调制方式可以有效节省系统资源。

1.3 不对称桥SVPWM调制方式
三相三电平逆变器广泛采用SVPWM方式进行调制，该方式具有可以精细分配各
种矢量作用时间的优点。

将其应用于单相三电平不对称逆变器的调制。

首先将桥臂工作状态定义为1、0和-1，分别对应桥臂输出电压值uio(i=a, b)为 E、0和-E。

按照逆变器输出电压矢量模的大小将其分为三类：大矢量为(1, -1)和(-1, 1)；小矢量为(0, 1)和(0, -1)；零矢量为(1, 1)和(-1, -1)。

根据电压矢量的大小，如图3所示，将逆变器输出电压空间分为四个区域。

基于伏秒平衡理论，在每个区域内通过相邻两个电压矢量合成逆变器输出矢量Uab。

由式(4)可以推导出在不同区域内电压矢量需要作用的时间,如表1所示。

由
于没有冗余矢量，所以采用两个矢量轮流作用的两段式调制方式。

式(4)中V1、V2为相邻的两个输出电压矢量，Uab为等效合成输出矢量，T1、T2为两个电压矢量各自作用时间，Ts三角波周期。

1.4 SPWM和SVPWM调制方式的对比分析
单相三电平逆变器主要采用SPWM和SVPWM方式进行调制，为了分析这两种
调制方式针对三电平不对称桥的控制性能，首先对其作用效果进行比较。

以
0<uab<E的区域为例，根据上述SPWM调制方式进行计算，在一个开关周期内
两种矢量作用时间T1和T2可以表示为
式(5)中uab*为输出电压标幺值。

由表1和式(5)可知，SVPWM和SPWM调制方式在对应区域内采用的矢量和其作用时间相同。

由此可以得出，这两种调制方式对于单相三电平不对称结构等效。

由于SVPWM可以精细分配等效矢量的作用时间，从而达到准确调节直流电压中心点的目的，所以更适合应用于拥有冗余矢量的三电平对称桥。

SPWM的优势在于其所需的计算量相对较小且更易于实现，适合应用
于没有冗余矢量的三电平不对称桥。

单相三电平不对称桥光伏并网系统的控制框图如图4所示,图中IPV1、IPV2、
IPV3和UPV1、UPV2、UPV3分别为三路光伏电池板的输出电流和电压，Udc*和is*为直流电压给定值和并网电流给定值。

前级输入侧的多支路并联Boost独立进行MPPT控制。

后级不对称桥逆变器采用直流电压外环加交流电流内环的双闭环控制策略，实现稳定直流母线电压和控制并网电流的目的。

由于单比例控制器和比例积分控制器均无法实现对交流信号的无静差跟踪，所以电流内环采用比例谐振控制器。

其基本思路是将积分环节带入文献[9]中采用的频域变化关系,如式(6)所示
式(6)中，GAC为频域变化关系式，GDC为积分环节传递函数，Ki为积分环节系数，ω0为谐振频率。

可以得到谐振控制器的传递函数式(7)。

为了提高系统动态性能再加入比例环节，得到理想PR调节器传递函数式(8)。

式(8)中，Kp为比例环节系数。

通过计算可知，谐振控制器在ω0附近具有无穷大的开环增益，可以实现对给定频率信号的无静差跟踪。

但是，理想PR调节器对于市电频率的小范围波动较敏感，且受到数字系统离散化的影响较大。

采用一种准谐振控制器，将式(9)中的一阶低通滤波器
式(9)中，ωc为准谐振控制器的截止频率。

带入频域变化关系式，代替积分环节得到，得到传递函数
谐振环节博德图如图5所示，其中参数为Kp=0，Ki=10，ω0=2π·50 rad/s，
ωc=5、50、100。

该控制器对于给定频率ω0的增益不再是无穷大，但对于较小的静态误差来说增益效果依旧明显。

由图5可见，在不同的截止频率ωc下，控制器的带宽发生改变，通过调节带宽，可以减小系统受到电网频率波动造成的影响。

对准谐振控制器的截止频率进行估算，设Kp=0，将s=jω带入式(10)得到
当ω=ω0时函数达到峰值Ki/2，由带宽的定义，频域中最大信号强度的倍的值所
对应的两个频率之间的距离，即
|(ω2-ω02)/2ωcω|=1
式(12)的两个解之差就是其带宽。

得到控制器的带宽为ωc/π Hz。

由GB/T 15945可知，电网电压频率可以存在±0.5 Hz的波动，则可以计算出ωc的值为3.14
rad/s。

在实际应用中考虑数字系统离散化影响，可以设定ωc的值在5～15
rad/s比较合适。

准比例谐振控制器不仅能对50 Hz基波进行跟踪，还可以通过并联不同谐振频率
的控制器实现对电网低次谐波的补偿，其最终的传递函数为
使用双线性变换进行离散化，将式(14)代入式(10)得到式(15)。

式(14)中TS为采样周期
式(15)中，参数值为
将离散化的传递函数式(15)转化为数字系统容易实现的式(20)，最终可以通过DSP 系统实现准谐比例振控制器。

y(n)=
通过Matlab/Simulink对准比例谐振控制器在单相不对称并网系统中的性能进行
仿真研究。

图6为交流电流环分别采用单比例控制器和准比例谐振控制器的交流
电流给定值和实际电流值，两种控制器的Kp值一致。

采用单比例控制器得到的电流波形与给定电流在过零点处可以看出一定的相位差，而采用准比例谐振控制器消除了该相位静差，验证了其对交流信号良好的无静差跟踪能力。

图7为单相三电平不对称光伏并网逆变器与两电平逆变器并网电流谐波的对比。

当两种逆变器均采用10 kHz开关频率与2.4 mH滤波电感时，三电平逆变器输出电流谐波含量为6.87%，两电平逆变器输出电流谐波含量为3.44%。

两电平逆变
器的电流谐波含量不能满足一般情况下对于并网电流谐波的要求，增大其开关频率至20 kHz，其输出电流谐波含量为3.49%，与三电平逆变器基本相同。

由此可知，
三电平逆变器相对传统两电平全桥光伏并网逆变器具有更小的并网电流谐波，验证了前文的结论。

基于TMS320F28335搭建小功率实验台，开关频率10 kHz，直流母线电压160 V，交流电压峰值为100 V，交流电流峰值5 A。

图8(a)为逆变器输出电压和交流侧电流波形。

由图可见，逆变器输出完整五电平PWM阶梯波，与理论分析一致，验证了单载波调制方式的可行性。

图8(b)为桥臂输出相对直流侧中心点电压波形。

uao为三电平高频桥臂输出电压，工作状态在电压基波切换区域时改变，ubo为
两电平工频桥臂输出电压，工作状态在基波过零点切换。

采用工频桥臂可以减小开关损耗，提高逆变器效率。

图8(c)为输出交流侧电流波形，由图可见交流侧电流
和电网电压相位一致，且电流幅值与给定相符，实现了单相三电平不对称逆变器的基本并网工作。

本文研究了一种可以应用于光伏并网系统的单相三电平不对称逆变器，这种结构使用的开关器件数量少，并网电流谐波含量低，有助于中小功率光伏并网逆变器减小体积提高效率。

同时给出一种占用较少系统资源的单载波SPWM调制方式，并基于准比例谐振变换器设计了并网控制系统，通过仿真和实验验证了控制系统良好的无静差跟踪能力，和调制方式的可行性。

【相关文献】
1 宋文胜, 冯晓云. 一种单相三电平SVPWM 调制与载波SPWM 内在联系.电工技术学报, 2012; 27(6): 131—138
Song W S, Feng X Y. Relationship between single phase three-level SVPWM and carrier SPWM. Transactions of China Electrotechnical Society, 2012; 27(6): 131—138
2 张志, 谢运祥, 乐江源, 等. 二极管钳位型单相三电平逆变器空间矢量脉宽调制方法. 中国电机
工程学报, 2010; 30(27): 62—68
Zhang Z, Xie Y X, Le J Y, et al. Study of SVPWM method for single-phase three-level
diode-clamped inverter. Proceedings of the CSEE, 2010; 30(27): 62—68
3 宋文胜, 冯晓云. 基于零序电压分量注入的单相三电平NPC整流器脉宽调制方法. 中国电机工程学报, 2011; 31(36): 16—24
Song W S, Feng X Y. A pulse width modulation scheme with zero-sequence voltage injection for single phase three-level NPC rectifiers. Proceedings of the CSEE, 2011; 31(36): 16—24
4 Sung J P, Feel S K, Man H L, et al. A new single-phase five-level PWM inverter employing a deadbeat control scheme. IEEE Transactions on Power Electronics, 2003;
18(3): 831—843
5 丁凯, 邹云屏. 一种新型单相不对称五电平逆变器. 中国电机工程学报, 2004; 24(11): 116—120
Ding K, Zou Y P. A novel single-phase asymmetric 5-level inverter. Proceedings of the CSEE, 2004; 24(11): 116—120
6 王学华, 阮新波. SPWM 控制单相三电平逆变器. 中国电机工程学报, 2005; 25(1): 73—76 Wang X H, Ruan X B. SPWM control single-phase three-level inverter. Proceedings of the CSEE, 2005; 25(1): 73—76
7 Tan P C, Loh P C, Holmes D G. High-performance harmonic extraction algorithm for a 25 kV traction power quality conditioner. IEE Proceedings Electric Power Applications, 2004; 151(5): 505—512
8 Teodorescu R,Blaabjerg F, Liserre M, et al. Proportional-resonant controllers and filters for grid-connected voltage-source converters. IEE Proceedings Electric Power Application, 2006; 153(5): 750—762
9 Rahim N A,Selvaraj J. Multistring five-level inverter with novel PWM control scheme for PV application. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2010; 57(6): 2111—2123
10 Kouro S, Rebolledo J, Rodriguez J. Reduced switching-frequency-modulation algorithm for high-power multilevel inverters. IEEE Transactions on Industry Electronics, 2007; 54(5): 2894—2901。