LLC 谐振变换器的设计要素-飞兆半导体
LLC谐振变换器的设计
LLC谐振变换器的设计一、本文概述本文旨在深入探讨LLC谐振变换器的设计原理、方法及其在实际应用中的优化策略。
LLC谐振变换器作为一种高效、稳定的电力电子转换设备，广泛应用于电力系统中，尤其在高压直流输电、分布式能源系统和电动车充电等领域具有显著优势。
本文将首先概述LLC谐振变换器的基本原理，包括其工作原理、主要特性以及与传统变换器的比较。
接下来，本文将详细介绍LLC谐振变换器的设计过程，包括关键参数的选取、电路拓扑的选择、控制策略的制定等。
在此基础上，文章将分析设计过程中可能遇到的问题，如谐振频率的选择、磁性元件的优化、热设计等，并提出相应的解决方案。
本文还将关注LLC谐振变换器的性能优化问题。
通过对变换器效率、动态响应、稳定性等关键性能指标的分析，探讨如何通过改进电路设计、优化控制策略、提升制造工艺等手段，实现LLC谐振变换器性能的提升。
本文将总结LLC谐振变换器的设计要点和实际应用中的挑战，为相关领域的研究人员和工程师提供参考和指导。
本文希望通过系统性的分析和深入的讨论，推动LLC谐振变换器技术的发展和应用范围的拓展。
二、LLC谐振变换器的基本原理LLC谐振变换器是一种结合了串联谐振和并联谐振特性的高效电力转换设备。
它的工作原理主要基于谐振现象，通过在特定的频率下激发电路中的电感和电容形成谐振，从而实现能量的高效传输和转换。
LLC谐振变换器主要由输入滤波电容、谐振电感、谐振电容、变压器以及整流滤波电路等部分组成。
在正常工作状态下，变换器通过控制开关管的开关状态，使谐振电感和谐振电容形成串联谐振，从而实现输入电压到输出电压的转换。
同时，由于谐振电容的存在，变换器在轻载或空载时，谐振电容与变压器漏感形成并联谐振，使得变换器具有软开关的特性，减小了开关损耗，提高了整体效率。
LLC谐振变换器的设计关键在于谐振频率的选择和控制。
谐振频率的确定需要考虑电路参数、开关管的特性以及输入和输出电压的需求。
通过合理的设计和优化，可以实现变换器在宽负载范围内的高效运行。
LLC谐振电路工作原理及参数设计
llc谐振电路工作原理及参数设计contents •LLC谐振电路工作原理•LLC谐振电路参数设计•LLC谐振电路优化与控制•LLC谐振电路应用案例•LLC谐振电路发展与挑战•参考文献目录CHAPTERLLC谐振电路工作原理连续模式断续模式工作模式电路组成工作过程输入变压器将直流电压转换为交流电压，并通过输出变优点030201CHAPTERLLC谐振电路参数设计频率范围频率稳定性操作频率增益LLC谐振电路的增益通常由放大器和反馈网络决定。
在设计时，需要考虑增益的平坦度和稳定性，以确保良好的频率响应和信号质量。
效率高效率是LLC谐振电路的重要性能指标之一。
为了实现高效率，需要考虑功率匹配和电路损耗。
采用有效的匹配网络和低损耗元件可以提高电路的效率。
增益和效率阻抗匹配输入阻抗LLC谐振电路的输入阻抗需要根据放大器的输入阻抗进行匹配。
这可以保证信号的有效传输和防止信号反射。
输出阻抗输出阻抗也需要进行匹配，以确保信号的完整传输和防止信号反射。
这可以通过使用合适的输出网络和元件来实现。
稳定性与可靠性稳定性可靠性CHAPTERLLC谐振电路优化与控制优化方法03功率控制控制方法01电压控制02电流控制参数设计谐振频率占空比负载阻抗CHAPTERLLC谐振电路应用案例案例1：节能荧光灯电子镇流器描述01工作原理02参数设计03描述案例2：开关电源工作原理参数设计描述工作原理参数设计案例3：电磁炉CHAPTERLLC谐振电路发展与挑战发展背景介绍发展历程当前状况虑多个因素，如负载条件、电源电压、电路拓扑等，设计过程较参数设计复杂定性的元件，因此制造成本相对较高，需要优化设计以降低成本。
制造成本高稳定性问题可靠性问题挑战CHAPTER参考文献参考文献参考文献1参考文献2参考文献3WATCHING。
LLC 谐振变换器参数设计 精品
LLC 谐振变换器参数设计1 电路概述图1 为半桥结构的LLC谐振变换器的主电路拓扑，两个主开关S1和S2构成一个半桥结构，其驱动信号均是固定0.5 占空比的互补信号，串联谐振电感Ls、串联谐振电容Cs和并联谐振电感Lp 构成LLC谐振网络。
该谐振网络连接在半桥的中点和地之间，因此谐振电容Cs也起一个隔直的作用。
在变压器副边，整流二极管D1和D2 组成中间抽头的整流电路，整流二极管直接连接到输出电容Co上。
当并联电感Lp上的电流iLp大于谐振槽路上的电流ip 时，电流ip1 大于零，原边向副边输送能量，同时并联电感两端电压被箝位，参与谐振的只有串联谐振电感Ls 和串联谐振电容Cs，此时的谐振频率称为串联谐振频率，记作fs；当并联电感上的电流iLp在其上箝位电压的作用下线性上升到与谐振槽路电流ip 相同时，电流i p1 减小到零，原边不再对副边传输能量，此时并联谐振电感Lp 与串联谐振电感Ls、串联谐振电容Cs 一起参与谐振，其谐振频率称为串并联谐振频率，记做fm。
当开关管的工作频率小于fm时，变换器工作在容性状态；当开关频率处于fm和fs 之间时，变换器工作在感性且副边整流二极管处于零电流关断状态；当开关频率大于fs时，零电流关断条件不再存在，LLC等同于一般的串联谐振电路。
图1 LLC 谐振变换器的主电路2 LLC变换器的建模和参数设计开关管S1 和S2 互补导通，在vAB上形成一方波电压；因为输出恒定，所以通过全波整流电路和中间抽头变压器等效到变压器原边同样形成一个方波电压，如图2所示为LLC谐振变换器的交流等效电路。
图2 中RAC 为电压型负载全波整流电路的交流等效负载图2 LLC 谐振变换器交流等效电路用交流分析法可得到交流基波电压增益：式中：k 为系数，k=Lp/Ls；fs为谐振频率f为开关频率。
而Ein 和Eo 分别为输入、输出电压基波有效值，其值为串联谐振电路品质因数经推导直流增益为根据以上推导的直流增益解析式，再采用Mathcad 得到直流增益与工作频率的关系如图3所示。
高频LLC谐振变压器设计要素及注意事项
总结高频LLC谐振变压器设计要素1、须注意减少邻近效应。
相邻导线流过高频电流时，由于磁电作用使电流偏向一边的特性，称为“邻近效应”。
如相邻二导线A，B流过相反电流IA和IB时，B导线在IA产生的磁场作用下，使电流IB在B导线中靠近A导线的表面处流动，而A导线则在IB产生的磁场作用下，使电流IA在A导线中沿靠近B导线的表面处流动。
又如当一些导线被缠绕成一层或几层线匝时，磁动势随绕组的层数线性增加，产生涡流，使电流集中在绕组交界面间流动，这种现象就是邻近效应。
邻近效应随绕组层数增加而呈指数规律增加。
因此，邻近效应影响远比趋肤效应影响大。
减弱邻近效应比减弱趋肤效应作用大。
由于磁动势最大的地方，邻近效应最明显。
如果能减小最大磁动势，就能相应减小邻近效应。
所以合理布置原副边绕组，就能减小最大磁动势，从而减小邻近效应的影响。
理论和实践都说明，设计工频变压器时使用的简单方法，对设计高频变压器不适用。
在磁芯窗口允许情况下，应尽可能使用直径大的导线来绕制变压器。
在高频应用中常导致错误，使用直径太大的导线，则会使层数增加，叠加和弯曲次数增多，从而加大了邻近效应和趋肤效应，就会使损耗增加。
因此太大的线径和太小的线径一样低效。
显然由于邻近效应和趋肤效应缘故，绕制高频电源变压器用的导线或簿铜片有个最佳值。
当相邻的导线流过电流时，会产生可变磁场，从而形成邻近效应，如果邻近效应发生在绕组层间时，其危害性是很大的。
邻近效应比集肤效应更严重，因为集肤效应只是将导线的导电面积限制在表面的一小部分，增加了铜损。
它没有改变电流的幅值，只是改变了导线表面的电流密度。
但相对来看，邻近效应中的涡流是由相邻绕组层电流的可变磁场引起的，而且涡流的大小随绕组层数的增加按指数规律递增。
总结，做高频LLC谐振变压器时使用的线材，用多股绞合线或者丝包线为最佳。
例如：0.1*40股，或者0.05*40股等，线径越小，邻近效应与趋肤效应危害就越小。
当线径小到某一值时，再减小线径所起作用就不大了，就市面上来讲，目前多数用的0.1*XX股线为最多。
AN-4151SC
pk
式中：
Lp Lm Lr , Rac Q Lr 1 , o Cr Rac 8n 2
2
Ro , m
Lp Lr 1 L p Cr
1 , p Lr Cr
Io Iac + VRI + Ro VO -
由式6可见，存在两个谐振频率，一决定于Lr与Cr， 另一决定于Lp与Cr。 式 6 给出，在谐振频率 (ωo) 下，增益为 1 ，且与负载 波动无关，该增益可以描述为
fp
2.2
Lr Llkp Lm //( n 2 Llks ) Llkp Lm // Llkp
L p Llkp Lm
+ Cr Lr Lp-Lr -
1: M V
(M V
Lp L p Lr
)
ideal transformer
+
VinF
Rac
VROF (nVRIF)
-
1 2 L p Cr
VRI F
4Vo
图3 半桥LLC谐振变换器的原理图
Rac
8n
2
2
Ro
(5)
© 2007 Fairchild Semiconductor Corporation Rev. 1.0.0 • 7/20/11
2
AN4151 应用说明书
采用等效负载电阻，可以得到交流等效电路，如图6 所示，图中VdF 与VROF 分别指驱动电压Vd、反射输出 电压的基波分量VRO (nVRI)。
当m=3 、fo=100kHz与fp=57kHz，不同Q值时，式6 表 达的增益绘制成图，如图 7 所示。由图 7 可见，当开 关频率处于谐振频率fo附近时，LLC谐振变换器显示 的增益特性几乎独立于负载。这是 LLC 型的谐振变 换器超出传统串联谐振变换器非常突出的优势。因 此，想当然地使得变换器运行在谐振频率附近，降 低开关频率波动。
Fairchild LLC (重要)
A-1
Fairchild Power Seminar 2007
II. 工作原理和基波近似 图 3 为半桥 LLC 谐振变换器简化示意图，图 4 是它的 典型波形。图 3 中，Lm 是变压器激磁电感，Llkp 和 Llks 分别 表示变压器初级和次级的漏磁电感。LLC 谐振变换器的工 作原理和传统 LC 串联谐振变换器是类似的。唯一不同的 是，激磁电感相对较小，因此 Lm+Llkp 和 Cr 之间的谐振会影 响变换器的工作。由于激磁电感较小，存在着相当大的磁 化电流（Im），如图 4 示。 一般来说，LLC 谐振拓扑包括三部分，如图 3 所示； 方波发生器，谐振网络和整流器网络。 - 方波发生器，通过每次切换以 50％占空比交替驱动
Lp = Lm + Llkp = (k +1)Llkp
(12)
Lr
=
Llkp
+ Lm // Llkp
=
Llkp (1+
k) k +1
(13)
利用等式(12)和(13)，等式(8)变成
M = 2n ⋅Vo = Vin
ω2 (ωp2 )
Lp − Lr Lp
ω j(
ωo
) ⋅ (1−
ω2 ωo 2
)
⋅
Q
Lp Lr
I. 引言
Q1
Vin
Vd Q2
Ids2
Ip
n:1
Lr
Lm Cr
图 1 半桥串联谐振变换器
LLC 谐振转换器的设计要素
C15 10n Q6 R7 20 M1 R8 510K
C14 50Vac/0.1u
L5 8uH 5V /5A
D8 4148 7 1 VDL HVCC 9 C19 16V/1000u U1
LVCC U2 2 FB 5 ZCD PFC VCC 8 VCC OUT 7 4 C21 450V/220u R10 330R 5 6 L6 LCL-F112 C22 50V/47u R21 R26 120K 10120K 2W 120K 2W C26 10n C28 10n C29 0.67R 250Vac/0.22u C27 10n R30 R23 R24 10R27 GND 6 COMP 3 INV 1 10SG PG CS C15 10n
1
LVCC
T1
VDL HVCC
4
CS
VCTR
10
SG 5
PG 6
RT R11 3 VFB R12
4
R16 1K
C23 1n R22 2.2k R28 7.5k C25 50V/1u
1
7.5k
10k OP1 PC817 R17 1k
R19 23k
3
3
C23A 10n
2
R25 33k 1 IC1 KA431
LLC 谐振转换器的设计要素
WHY WE NEED LLC
功率变换器设计中，对大功率密度和小尺 寸的要求越来越高，迫切需要设计师提高 效率提高开关频率 但是，硬开关的开关损耗影响了频率的升 高。于是人们寻求软开关技术来克服这个 问题。 LLC谐振能实现ZVS所需元件少是近年来 百瓦功率 级比较流行的方案
是由软启动频率决定的
设起始软起动频率为250K
飞兆LLC方案变压器设计公式及程序2013-2-25
制作人：肖工QQ：850797092E-mail:xiao163yan@注：飞兆LLC方案有：FSFR1700/FSFR1800/FSFR1900/FSFR2000/FSFR2100及FAN7621，控制原理相同，以下计算公式通用。
中文解释具体数值英文简称单位相关公式及应用取值须输入数值最高输入电压 Vinmax380Vindc max Vdc///须输入数值最低输入电压 Vinmin340Vindc min Vdc///须输入数值整流二极管压降 Vf0.7Vf Vdc///须输入数值输出电压 Vo24.2Vout Vdc///须输入数值输出电流 Io11Io A///须输入数值输入功率 Pin302.5Pin W Pin：实测输入功率值须输入数值谐振频率 Fr82000Fr Hz Fr取值范围：（50~150）*1000较佳须输入数值开关频率错移值 Fc5000Fc Hz注：Fswmin≥Fr;输出中间数值芯片最低开关频率 Fswmin87000Fswmin Hz Fswmin=Fc+Fr输出中间数值输出功率 Po266.2Po W Po=Vo*Io输出中间数值LLC电路转换效率 η0.88η//η=Po/Pin过程值中间计算公式 Vin a366Vin a Vdc Vin a=[0.65*(Vindcmax-Vindcmin)+Vindcmin]过程值中间计算公式 Vout a49.8Vout a Vdc Vout a=(2Vout+2Vf)输出中间数值变压器匝比 n7.34939759n//n=Vin a/Vout a须输入数值峰值增益 k 5.5k//k取值范围：3~~7，依右图查询须输入数值品质因数 Q0.8Q//Q取值范围：0.3~~1.2,依右图查询输出中间数值最小电压增益 Mmin 1.32727273Mmin//Mmin=(k+1.8)/k输出中间数值最大电压增益 Mmax 1.48342246Mmax//Mmax=Mmin*(Vinmax/Vinmin)须输入数值变压器工作效率 η10.95η1//η1取值范围：0.85~0.99输出中间数值输出等效直流电阻 Ro 2.2RoΩRo=Vo*Vo/Po Rac=8*n*n*Vo*VO*η1/Po/л/л输出中间数值变压器初级等效阻抗 Rac91.5039892Rac//Rac=8*n*n*Ro*η1/л/л输出中间数值谐振电容值 Cr 2.6515E-08Cr F Cr=1/(6.283*Q*Fr*Rac)过程值谐振电容值 Cr a26.5148438Cr a uF Cr a=Cr*1000000000输出中间数值谐振漏感 Lr0.00014207Lr H1/(39.48*Fr*Fr*Cr)过程值谐振漏感 Lr a142.07121Lr a uH Lr a=Lr*1000000输出中间数值励磁电感 Lp0.00059148Lp H Lp=(k+1.8)*(k+1.8)*Lr/(2k+1.8)过程值励磁电感 Lp a591.482403Lp a uH Lp a=Lp*1000000过程值励磁电感 L m a449.411194Lm a uH Lm a=Lp-Lr须输入数值电感系数 Al0.55Al uH/n2Al=L/(Np*Np) （单位：nH/匝数平方），研磨气隙的磁芯后数据须输入数值磁通密度ΔBm0.35Bm Ts关系磁芯损耗的，取值范围：0.15~0.5输出中间数值最小初级匝数 Npmin32.7936358Npmin//Npmin=Lp a/Al过程值磁芯中间柱面积 Ae9.4207E-05Ae m2Ae=n*(Vo+2*Vf)/(2*Fswmin*Npmin*ΔB); Np a=n*(Vo+2*Vf)/(2*Fswmin*ΔB*Ae)输出中间数值磁芯中间柱面积 Ae a94.2073626Ae a mm2Ae a=Ae*1000000过程值最小次级匝数 Nsmin 4.46208488Nsmin//Nsmin=Npmin/n 输出中间数值次级最小匝数取整 Ns5Ns//正数向上取整FAN7621--LLC参数计算输出中间数值初级匝数同比调整 Np36.746988Np//与次级NS同匝比调整匝数须输入数值Lp b(实测变压器电感值）Lp b uH Lp b(实测变压器电感值）须输入数值Lr b(实测变压器电感值）Lr b uH Lr b(实测变压器电感值）输出中间数值Lm(实测变压器电感值）Lm uH Lm(实测变压器电感值）输出中间数值初级峰值励磁电流 Ipmax0.91405144Ipmax A Ipmax=0.5*ΔB*Np*Ae/Lp输出中间数值变压器耦合系数 δ0.9453125δ//变压器初次能的耦合传输系数.δ=Vo*n/(4*Ipmax*Lp*Fswmin)Icr-RMS=√￣{[1.234*Io*Io/(n*n)]+[0.03126*n*n*(Vo+2*Vf)*(VO+2*Vf)/(Fr*Fr*Lm)]}备注：该颜色表示输入的数值该颜色表示输出的数值该颜色表示中间的数值该颜色表示微调的数值。
LLC 谐振变换器的设计要素
LLC 谐振变换器的设计要素Hangseok Choi 飞兆半导体 82-3，Dodang-dong，Wonmi-gu Bucheon-si，Gyeonggi-do，韩国 摘要：最近 LCC 谐振变换器备受关注，因为它优于 常规串联谐振变换器和并联谐振变换器：在负载和输入变 化较大时，频率变化仍很小，且全负载范围内切换可实现 零电压转换（ZVS）。
本文介绍了 LLC 型谐振变换器的分 析方法，回顾了 LLC 型谐振变换器的实际设计要素。
其中 包括设计变压器和选择元器件。
采用一设计实例，逐步说 明设计流程，有助于工程师更加轻松地设计 LLC 谐振器。
图 1 半桥串联谐振变换器 I. 引言VinVd Q2 Lm Ids2 Cr Q1 Ip Lr n:1 Ro + VO -功率变换器设计中，对增大功率密度，缩小设计尺寸 的要求越来越高，迫切需要设计师提高开关频率。
采用高 频工作将大大降低无源器件的尺寸，如变压器和滤波器。
但存在的开关损耗却对高频工作带来不利影响。
为减少开 关损耗，使高频工作正常，故提出谐振切换技术 [1-7]。
这 些技术按正弦波处理功率，并且开关器件可以很方便地软 换向。
因此，开关损耗和噪声可大幅度减少。
常规谐振器 使用串联的电感作为谐振网络。
负载连接有两种基本结构， 串联和并联。
对于串联谐振变换器（SRC）, 整流负载网络与一个 LC 谐振网络串联，如图 1 所示 [2-4]。
从这个结构看来， 谐振网络与负载作为一个分压器。
通过改变驱动电压 Vd 的频率，改变谐振网络的阻抗。
输入电压将分配到这部分 阻抗和反射负载上。
因为，它是一个分压器，SRC 直流增 益始终小于 1。
在小负载条件下，负载阻抗相对于与谐振 网络的阻抗非常大；全部输入电压落在负载上。
这使得人 们很难在小负载条件下调节输出。
理论上，在没有负载的 情况下调节输出，频率会变为无限大。
对于并联谐振变换器，整流负载网络与谐振电容是并 联的，如图 [5-7] 所示。
LLC谐振转换器原理及设计步骤
LLC谐振转换器原理及设计步骤时间：2012-01-20 18:21:58 来源：今日电子作者：飞兆半导体公司Jintae Kim 多种类型的LED TV主功率级拓扑相继推出，比如非对称半桥转换器、双开关正激转换器和LLC 谐振转换器。
其中，LLC谐振转换器虽然相比其他转换器具有更多优势，但因为其设计复杂困难，所以在过去很少受到关注。
不过，这几年间，IC制造商已开发出用于LLC谐振转换器的控制器，而且发表了许多相关技术说明和设计工具，让其设计变得更容易，并使得这种技术获得更多的关注。
现在，LLC谐振转换器已经成为LED TV最流行的主功率级拓扑。
LLC谐振转换器的出色优点有：（1）在整个负载范围(包括轻载)下都是以ZVS(zero voltage switching，零电压开关)条件工作，从而实现高效率；（2）工作频率变化范围比较窄，便于高频变压器和输入滤波器的设计；（3）初级端所用开关的电压应力被钳位在输入电压上，而次级端两个二极管上的电压始终等于中心抽头变压器输出电压的两倍。
LLC谐振转换器可以工作在两个不同类型的ZVS区域之内。
一个被称为“上区域(above region)”(或上谐振工作区域)，这里，初级端的环流变小，但次级端上的二极管为硬开关。
另一个是“下区域”(或下谐振工作区域)，这时，次级端上的二极管可实现软开关。
本文将简单介绍LLC谐振转换器的工作原理和工作区域，此外还将讨论其设计步骤。
图1 LLC谐振转换器的基本电路LLC谐振转换器的工作原理图1所示为LLC谐振转换器的基本电路。
LLC谐振转换器一般包含一个带MOSFET的控制器、一个谐振网络和一个整流器网络。
控制器以50%的占空比交替为两个MOSFET提供门信号，随负载变化而改变工作频率，调节输出电压Vout，这称为脉冲频率调制(PFM)。
谐振网络包括两个谐振电感和一个谐振电容。
谐振电感Lr、Lm与谐振电容Cr主要作为一个分压器，其阻抗随工作频率而变化(见式1)，以获得所需的输出电压。
LLC谐振转换器原理及设计方案
LLC谐振转换器原理及设计方案时间：2010-05-07 01:05:16 来源：今日电子作者：飞兆半导体公司Jintae Kim 多种类型的LED TV主功率级拓扑相继推出，比如非对称半桥转换器、双开关正激转换器和LLC谐振转换器。
其中，LLC谐振转换器虽然相比其他转换器具有更多优势，但因为其设计复杂困难，所以在过去很少受到关注。
不过，这几年间，IC制造商已开发出用于LLC谐振转换器的控制器，而且发表了许多相关技术说明和设计工具，让其设计变得更容易，并使得这种技术获得更多的关注。
现在，LLC谐振转换器已经成为LED TV最流行的主功率级拓扑。
LLC谐振转换器的出色优点有：（1）在整个负载范围(包括轻载)下都是以ZVS(zero voltage switching，零电压开关)条件工作，从而实现高效率；（2）工作频率变化范围比较窄，便于高频变压器和输入滤波器的设计；（3）初级端所用开关的电压应力被钳位在输入电压上，而次级端两个二极管上的电压始终等于中心抽头变压器输出电压的两倍。
LLC谐振转换器可以工作在两个不同类型的ZVS区域之内。
一个被称为“上区域(above region)”(或上谐振工作区域)，这里，初级端的环流变小，但次级端上的二极管为硬开关。
另一个是“下区域”(或下谐振工作区域)，这时，次级端上的二极管可实现软开关。
本文将简单介绍LLC谐振转换器的工作原理和工作区域，此外还将讨论其设计步骤。
图1 LLC谐振转换器的基本电路LLC谐振转换器的工作原理图1所示为LLC谐振转换器的基本电路。
LLC谐振转换器一般包含一个带MOSFET的控制器、一个谐振网络和一个整流器网络。
控制器以50%的占空比交替为两个MOSFET提供门信号，随负载变化而改变工作频率，调节输出电压Vout，这称为脉冲频率调制(PFM)。
谐振网络包括两个谐振电感和一个谐振电容。
谐振电感Lr、Lm与谐振电容Cr主要作为一个分压器，其阻抗随工作频率而变化(见式1)，以获得所需的输出电压。
LLC谐振变换器的参数设计
Science &Technology Vision科技视界0引言由于LLC 谐振变换器可以在全负载范围内实现原边开关管的零电压开关,副边整流二极管能够实现零电流关断,这样产生的电磁干扰小,容易满足开关电源高效率、高功率密度的要求,得到了越来越多的研究与应用[1-2]。
但是LLC 谐振变换器电路特性比较复杂,这也导致其参数设计较为复杂抽象,阻碍了LLC 谐振变换器的实际应用[3-4]。
本文给出了LLC 谐振网络的参数设计与优化的方法,并通过实验对该参数设计方法进行了验证。
1拓扑结构图1给出了半桥LLC 谐振变换器的主电路拓扑,Q 1、Q 2为理想开关管,D 1、D 2为其体二极管,C oss 1、C oss 2为相应的寄生电容,L r 为谐振电感、C r 为谐振电容,L m 为变压器激磁电感,D R 1、D R 2为整流二极管。
图1LLC 谐振变换器拓扑谐振网络由3个谐振元件:L r 、L m 和C r 组成,因此该谐振网络存在不同的谐振频率。
当L r 和C r 谐振时,其谐振频率为:f r =12πL r C r√(1)当L r 和L m 串联,与C r 谐振,此时的谐振频率为:f m =12π(L r +L m )C r√(2)由于L m 取值一般为L r 的数倍,因此f m 比f r 小很多。
f m 和f r 将整个开关频率区间划为3个部分,即f s <f m ,f m <f s <f r 以及f s >f r 。
2工作原理通常LLC 谐振变换器工作在f m <f s <f r 以及f s >f r 区间。
当LLC 谐振变换器工作在f m <f s <f r 频率范围时,一个开关周期可以划分为八个工作模态。
由于后四个工作模态与前四个工作模态类似,这里仅分析其前四个工作模态。
各模态的等效电路如图2所示,图中所示电流方向为参考方向。
LLC谐振电路工作原理及参数设计
案例3：无线充电设备
描述
无线充电设备是一种通过电磁感应技术为电子设备充电的 设备。
工作原理
无线充电设备的发送端和接收端都使用了LLC谐振电路， 通过调整电路的频率和相位，实现高效的电能传输。
参数设计
在设计LLC谐振电路时，需要考虑充电设备的功率、效率 、安全性等参数，以确保充电设备能够满足用户需求，同 时保证使用安全。
CHAPTER 02
LLC谐振电路参数设计
操作频率
频率范围
根据应用需求，LLC谐振电路需要选择合适的操作频率。通常 ，较高的频率可以减小元件尺寸和寄生效应，但也会增加电 路的损耗。
频率稳定性
为了确保电路性能的稳定，需要选择具有良好频率稳定性的 元件和材料。
品质因数（Q值）
Q值定义
Q值是衡量LLC谐振电路性能的一个重要参数，它表示电路在谐振 频率处的无功功率与总平均功率耗散之比。
案例2：开关电源
描述
开关电源是一种将直流电压转换 为交流电压的电子设备，广泛应
用于各种电子设备中。
工作原理
开关电源中的LLC谐振电路用于 控制交流电的频率和相位，以实
现稳定的输出电压和电流。
参数设计
在设计LLC谐振电路时，需要考 虑输入和输出电压、电流等参数 ，以确保电源能够满足设备需求 ，同时提高电源的效率和稳定性
降低输入电压的损耗。
负载阻抗
负载阻抗定义
负载阻抗是LLC谐振电路输出端所连接的负载的电阻与电抗之比。
负载阻抗对电路性能的影响
选择合适的负载阻抗可以优化输出功率、效率和质量因数等性能指标。
CHAPTER 03
LLC谐振电路优化与控制
优化方法
01
02
LLC谐振转换器之分析
LLC谐振转换器之分析飞兆半导体特稿2009年6月LLC谐振转换器之分析作者：飞兆半导体欧洲功率转换及工业产品市场开发经理Jon Harper 引言/摘要全球对降低能耗的需求正在促进节能技术的推广。
在70W - 500W交流输入电源中，由于LLC谐振转换器(效率通常在90%以上) 的效率高于标准电源拓扑，所以其运用越来越广泛。
本文阐释了谐振转换器高效的原因，并探讨了LLC谐振转换器的功能和优势，最后简要分析了一个采用FSFR2100 LLC谐振转换器的电源。
采用谐振转换器的理由把能耗降至最低有许多好处：减少温室气体排放；减少不可再生能源的使用，以及降低运行电源的生命周期成本。
电源节能倡议不仅建议或规定不同负载条件下电源的效率，而且还包括了对待机功耗的要求。
在美国加州，50W以上的外部适配器的满负载效率必须大于85%。
80PLUS等自愿性倡议要求电源在20%、50%和100%不同负载条件下的效率都大于80%。
而欧盟正在对20大类产品进行评估，旨在于整个欧洲范围内推出节能规范，在其它地区的既有规范和自愿性标准预计将对欧盟规范有重大影响。
功率因数校正(PFC) 前端是电源常用的一项额外功能，例如80PLUS倡议就要求采用PFC的功能。
PFC可以节省耗电量，避免建筑物内第三阶谐波电流造成的一些问题，而PFC电路一般能产生380V-400V左右的恒定电压，这种窄输入电压范围大大有利于谐振拓扑的采用。
以往，前级临界连续Boost升压PFC和后级双管正激拓补，都是100W – 300W功率因数校正电源的首选拓扑，这种情况直到最近才有所改变。
这种拓扑简明易懂，是隔离型降压拓扑(正激拓扑) 的衍生结构，利用两个晶体管代替一个晶体管，可尽量减小晶体管成本，简化变压器设计。
此外，这种拓扑能够处理很宽的输入电压范围，具有很好的轻负载调节性能。
不过，它需要一个很大的输出电感，在大负载条件下的效率低于谐振转换器。
谐振转换器中的零电压开关谐振转换器的高效率优势源于它采用了零电压开关 (ZVS) 技术 [注1]。
飞兆半导体FSFR系列功率开关半桥LLC谐振变换器设计应用说明书
应用说明书 AN-4151采用飞兆半导体FSFR系列功率开关（FPS TM）半桥LLC谐振变换器的设计引言不断增加的开关电源功率密度，已经受到了无源器件尺寸的限制。
采取高频运行，可以大大降低无源器件，如变压器和滤波器的尺寸。
但是过高的开关损耗势必成为高频运行的一大障碍。
为了降低开关损耗和容许高频运行，谐振开关技术已经得到了发展。
这些技术采用正弦方式处理电力，开关器件能够实现软换流。
使得开关损耗与噪声大为降低[1-7]。
在各种类型的谐振变换器中，最简单和最普遍的谐振变换器为LC串联谐振变换器，其中整流器-负载网络与LC谐振网络串联，如图1所示[2-4]。
在该电路结构中，LC谐振网络与负载一起形成分压器。
通过改变驱动电压V d的频率，可以改变该谐振网络的阻抗。
输入电压在谐振网络阻抗与反射负载之间进行分压。
由于分压作用，LC串联谐振变换器的DC增益总是小于1。
在轻载条件下，相比谐振网络的阻抗而言，负载阻抗很大。
全部输入电压都被施加到负载上。
这使得轻载下很难调节输出。
在空载时，为了能够调节输出，理论上谐振频率应该为无限大。
+O-图1 半桥LC串联谐振变换器为了打破串联谐振变换器的限制，LLC谐振变换器已经获得提出[8-12]。
LLC谐振变换器是一种改进型的串联谐振变换器，通过在变压器初级绕组放置一个并联电感而得以实现，如图2所示。
采用并联电感可以增加初级绕组的环流，有利于电路运行。
由于这个概念不直观，在该拓扑首次提出时没有受到足够的重视。
然而在开关损耗相比通态损耗占主导比重的高输入电压应用中，却有利于效率的提高。
在大多数实际设计中，该并联电感采用变压器的励磁电感。
LLC谐振变换器的电路图与LC串联谐振变换器的电路图十分相似。
唯一的差别在于：励磁电感的取值不同。
LLC谐振变换器的励磁电感远远大于LC串联谐振变换器的励磁电感（Lr），LLC谐振变换器中的励磁电感为Lr的3-8倍，通常通过增加变压器的气隙来获得。
LLC谐振变压器设计(参考Fairchild原理)概论
LLC谐振腔之元项目符号单位输入额定电压(PFC级）V in-nor V400输入电压最小值V in-min V353.266859输入电压最大值V in-max V420 PFC 输出端的直流环节电容C DL uF150保持时间要求T HU ms17主要输出额定电压V o1V42主要输出电流额定值I o1A 3.5次要输出额定电压V o2V0次要输出电流额定值I o2A0 VCC电压V cc V18 VCC电流额定值I cc A0.03次级输出整流管的压降V F V0.9选择Q值Q0.44设定谐振频率f0kHz100预估效率η0.95设定K值K7额定输出功率Po W147.54计算最大输入功率P in-max W155.3052632最小电压增益G min 1.142857143最大电压增益G max 1.358746194计算变压器匝比（桥式整流）n b 5.479452055计算等效负载阻抗（桥式整流）R acbΩ290.9734213计算谐振电容（桥式整流）C rb nF12.43123115计算谐振电感（桥式整流）L rb uH203.76338计算变压器原边电感（桥式整流）L pb uH 869.3904214计算变压器匝比（中心抽头）n c 5.594405594计算等效负载阻抗（中心抽头）R acc Ω303.3101593计算谐振电容（中心抽头）C rc nF 11.92560733计算谐振电感（中心抽头）L rc uH 212.4025727计算变压器原边电感（中心抽头）L pcuH 906.2509767所选变压器磁芯的规格参数变压器磁芯的横截面积A e mm 2107设定磁通密度的最大摆幅ΔB 0.25正常转换比率M nor 0.105等效匝比аа 4.761904762最大转换比率M max 0.118890292计算最小输入电压和最大的负载时的最大Q值Q max10.428690884选择一合适的Q值Q s 0.385821795最小的归一化频率X min 0.659126378最小频率f s min KHz65.91263777计算变压器初级的最小匝数（桥式整流）N pb min Ts68.05950209计算变压器初级的最小匝数（中心抽头）N pc min Ts 69.48732382变压器原边砺磁电感（桥式整流）L mbuH 665.6270413变压器原边砺磁电感（中心抽头）L mcuH 693.848404计算谐振电容器均方根电流（桥式整流）I Crb RMS A 0.953738874正常工作中谐振电容的最大电压V crb maxV 382.6833557对于可组合线轴变压器，线圈数和绕线结构是决定Lr大小的主要因素，而可以轻松控制Lp然后，选择次级线圈数，保证初级线圈数大于变压器初级的最小匝数（即pb 或N pc =n b 或n c *N sb 或N sc ＞N pb m计算谐振电容器均方根电流（中心I Crc RMS A0.9341415抽头）正常工作中谐振电容的最大电压V crc max V386.3060835腔之元件设计公式公式V in-min=(V in-nor^2-2*P in-max*T HU*10^-3/(C DL*10^-6))^0.5V in-max=V in-nor*(1+5％)在最小输入电压V in-min下的最大电压增益G max的基础上考虑10％的余量（即1.1*M max),然后根据所选定的K值，从图12的峰值增益曲线上得到Q值对于低压输出应用场合，Eff 一般取0.88~0.92；对于高压输出应用场合，Eff 一般取0.92~0.96一般，K 取5~10P o=V o1*I o1+V o2*I o2+V cc*I ccP in-max=P o/ηG min=(K+1)/KG max=(V in-max/V in-min)*G min考虑10％的余量=1.494620813n b=(V in-max/(2*(V o1+2*V F)))*G minR acb=(8*n b^2/3.1415926^2)*V o1^2/P oCr=1*10^9/(2*3.1415926*Q*f0*10^3*R acb)L rb=1/((2*3.1415926*f0)^2*C rb*10^-9)Lp=((K+1)^2/(2*K+1))*L rbn c=(V in-max/(2*(V o1+V F)))*G min (注：n c是相对于次级带中心抽头的整个绕组来说的）R acc=(8*n c^2/3.1415926^2)*V o1^2/PoCr=1*10^9/(2*3.1415926*Q*f0*10^3*R acc)L rc=1/((2*3.1415926*f0)^2*C rc*10^-9)Lp=((K+1)^2/(2*K+2))*LrcEER3541查表ΔB可以取0.25~0.3TM nor=V o1/V in-norа=1/(2*M nor)M max=V o1/V in-minQ max1=(1/K)*(1/(2*а*M max))*(((2*а*M max)^2/((2*a*M max)^2-1))+K)^0.5Q s=0.9*Q max1X min=(1/(1+K*(1-1/(2*a*M max)^(1+(Q s/Q max1)^4))))^0.5f s min=f0*XminN p min=n b*(V o1+2*V F)/(2*f s min*10^3*ΔB*A e)N p min=n c*(V o1+2*V F)/(2*f s min*10^3*ΔB*Ae)数（即N pb或N pc=n b或n c*N sb或N sc＞N pb min或N pc min）素，而变压器磁芯的气隙长度不会影响Lr 太多。