现代通信原理课件,曹志刚钱亚生,清华大学出版社

m(ti ) mq (ti t ) ，则 mq (ti ) (1) 如果 用mq (ti t ) 上升一个台阶 表示，此时编码 器输出“1”码;
(2 ) 如果 m(ti ) mq (ti t ) ，则 mq (ti ) 用 mq (ti t ) 下降一个台阶 表示，此时编 码器输出"0"码。
2 q
f s3 f s3 3 2 2 0.038 2 8 f f B f fB
max dB
用dB表示
SNRmax S 2 q
30log10 fs 20log10 f 10log10 f B 14
20
表明
简单ΔM的信噪比与成三次方关系。即抽样 频率每提高一倍,量化信噪比提高9dB。通 常记作9dB／倍频程。因此,一般ΔM的抽样 频率至少在16kHz以上才能使量化信噪比达 到15dB以上。32kHz时,量化信噪比约为 26dB,只能满足一般通信质量的要求。 量化信噪比与信号频率的平方成反比。即 信号每提高一倍频率,量化信噪比下降6dB。 记作-6dB／倍频程。因此简单ΔM时语音高 频段的量化信噪比下降。
差别在于增加了连“1”连“0”数字检测电路 和音节平滑电路,脉冲幅度调制器代替了固定幅度 的脉冲发生器。数字压扩ΔM与简单ΔM相比,编码 器能正常工作的动态范围有很大的改进。
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7.3 增量总和调制
增量总和调制(Δ-∑调制)是针对简单ΔM的过 载电压幅度随信号频率提高而下降这一缺点而提出 的又一调制方式。
6
说明(续)
下次编码按上述方法将 mq (ti t ) 与 m(ti ) 比较，使之上升或下降一个台阶 电压去逼近 模拟信号。如果抽样频率足够高，台阶电压足 够小 ， 则阶梯波形 mq (t ) 近似为 m(t ) ， 而 上升台阶和下降台阶的二进制代码分别用“1” 和“0”表示。这个过程就是增量编码。如上图 所示的模拟信号m(t ) 采用增量调制编码编出的 二进制代码为:01010111111100011。
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7.2 数字压扩自适应增量调制
简单增量调制的缺点：
简单增量调制量化噪声功率是不变的, 因而在 信号功率S下降时,量化信噪比也随之下降,如式 S Smax S . 2 2 q Smax q 数字压扩自适应增量调制就是为了克服简单增 量调制上述缺点的一种方案。
与简单ΔM比较：
10
发送端编码器
组成:
相减器 判决器 本地译码器
由积分器和脉冲产生器组成。 作用：根据c(t)，形成预测信号m1(t)，即 c(t)为“1”码时， m1(t)上一个量阶σ， c(t)为“0”码时，m1(t)下降一个量阶σ， 并送到相减器与m(t)进行幅度比较。
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发送端编码器
组成:
相减器 判决器 本地译码器
2. ΔM系统的误码信噪比(即抗信道噪声能力) 高于PCM系统；
3. 当Pe<10－6时，可忽略PCM系统的误码噪声； 4. 当Pe>10－6时，可忽略ΔM系统的误码噪声； 5. 应用：PCM常用在光纤通信、微波通信等信 道噪声较小的通信系统中，ΔM则用于卫星 通信、军对专用通信网等信道噪声比较大 的通信系统中。
m(t) m(t) m ′(t) eq (t) t (a) (b) m ′(t) eq (t) t
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最大跟踪斜率
l 在给定量化间隔(也称量阶)Δ的情况 下, Ts为抽样周期，Δ／Ts称为临界过载 情况下最大跟踪斜率。 l 当输入信号为正弦波S(t)＝Acosωt,其 最大斜率为Aω,则临界过载时:
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接收端解码电路
组成：
由译码器 低通滤波器
作用：滤除m1(t)中的高次谐波，使输 出波形平滑，更加逼近原来的模拟信 号m(t)。
14
与DPCM的关系
由于ΔM前后两个样值的差值的量化编码, 所以 ΔM实际上是最简单的一种DPCM方案，预测值仅用前 一个样值来代替， 即当DPCM系统的预测器是一个延 迟单元。量化电平取为2时，该DPCM系统就是一个简 单ΔM系统， 如下图所示：
注意：若用阶梯波m′(t)作为预测信号，
则抽样时刻ti应改为ti-，表示ti时刻的 前一瞬间，即相当于阶梯波形跃变点的 前一瞬间。在ti-时刻，斜变波形与阶梯 波形有完全相同的值。
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接收端解码电路
组成：
由译码器 低通滤波器
电路结构和作用与发送端的本地译码 器相同，用来由c(t)恢复m1(t)，为了区 别收、发两端完成同样作用的部件， 我 们称发端的译码器为本地译码器。
第7章
增量调制
内容
7.1 7.2 7.3 7.4
前言 单增量调制原理 数字压扩自适应增量调制 增量总和调制 信道误码对增量调制的影响
2
前言
增量调制简称ΔM,它是继PCM后出现的 又一种模拟信号数字化方法。
l 增量调制获得应用的主要原因:
1. 在比待率较低时,增量调制的量化信噪比高 于PCM; 2. 增量调制的抗误码性能好。能工作于误比待 率为的信道,而PCM则要求误比特率为； 3. 增量调制的编译码器比PCM简单。
30
假定量化噪声功率谱在(0,)内为均匀分布。 若收端滤波器的带宽为,则接收端经低通滤 波器后输出的量化噪声
临界过载时信号功率
fB 3 fs
2 2 q
2 max
Smax
信号频率
A f 2 8 f
2
2 s 2 2
f 2
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最大量化信噪比（续2）
ΔM的最大量化信噪比为
SNRmax Smax
3
7.1 简单增量调制原理
定义:
用相邻样值的相对大小（增量）同样 能反映信号的变化规律,将增量编码传输 的方式称为ΔM。
基本思想:
用一个阶梯波去逼近一个模拟信号
FLASH演示
4
FLASH演示
5
说明
首先，根据信号的幅度大小和和抽样频率 确定阶梯信号的台阶 。在抽样时刻 t i ，比较信 号 m(ti ) 和前一时刻的阶梯波形取值 mq (ti t ) 其中: t 1 f s
为抽样 频率。
SNRmax
为低通滤波 器的截止频 率。
f 0.12 f
3 s 3 H
25
与简单ΔM的主要区别
对比简单ΔM调制
SNRmax Smax

2 q

3 8
2
f
f fB
3 s 2
0.038
fLeabharlann Baidu
f fB
3 s 2
最大量化信噪比与信号频率无关。
l
应用：由于实际语音的高频分量较小,一
般电话机内都有项加重网络,加强高频分量以 提高清晰度,因此电话机输出语音频谱具有较 平坦的特性,而Δ-∑调制的频率响应能较好 地与电话机输出频谱相匹配。
∫
I(f) I(f) 发送端 +
_
∑
判决
增量调制信号
∫
A
g(t)
脉冲发生
脉冲发生 接收端
∫
I(f)
d dt
B 低通滤波 Sˊ(t)
D(f)
△―∑调制基本原理
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与简单ΔM的主要区别
将输入信号先进行积分,使信号高频分量幅度下 降,然后再进行ΔM调制。在接收端必然要进行一次 微分,以补偿发端积分后引起的频率失真。若积分 器与微分器是互补的,则接收端积分器与微分器均 可省去,使电路得到简化。 Δ-∑调制
Amax Ts
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最大量化信噪比
不过载情况下，ΔM的量化噪声：
1 2 e P(e)de e de 2 3
2 q 2
2
e(t)=S(t)-Sl(t),且假定e(t)值在(+Δ,-Δ) 之间为 均匀分布, 即 p(e)＝1／(2Δ )。
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最大量化信噪比（续1）
作用:取出差值e(t)， 使e(t)=m(t)-m1(t)。
9
发送端编码器
组成:
相减器 判决器 本地译码器
作用:对差值e(t)的极性进行识别和判决，以便
在抽样时刻输出数码（增量码）c(t)，即如果在 给定抽样时刻ti上有 e(ti)=m(ti)-m1(ti)<0 则判决器输出“1”码； 如有 e(ti)=m(ti)-m1(ti)>0 则输出“0”码。

2 n 2 t
2 q
由式(7—3)及(7—29),上式可写成
2P 2 2 f B 2 n 2b flTs 3 fs
临界过载时,由式(7—5)可知最大量化信噪 比：
S 2 q f s3 3 8 2 f 2 f B max
利用式(7-4)求得Smax,则有误码存在时ΔM系 统的最大量化信噪比
7
实际ΔM系统的方框图
抽样定时 消息信号 ＋ e(t) 判决器 m(t) ∑ (比较器) － p(t) m1 (t) 发送端编码器 脉冲 E 发生器 －E 积分器 脉冲 发生器 增量调制 信号输出 c(t)
c(t)
积分器
低 通 消息信号 m(t) 滤波器
接收端译码器
8
发送端编码器
组成:
相减器 判决器 本地译码器
S 2 n max
S 2 q max 2 6P fs 1 2 b fL fB
(7-32)
说明：当
P f L f B (6 f ) b
2 2 s
ΔM接收端量化信噪比下降3dB。
PCM与△M的性能比较
1. PCM系统（N>4）的量化信噪比高于ΔM系统
26
7.4 信道误码对增量调制的影响
ΔM传输中任一误码都会引起±Δ的误差, 从而使接收端信号附加失真,总的倍噪比 下降。 在分析误码影响时,我们把接收到的 ˆ 序列 e '( n ) 分解成无误码信号序列与码序 列之和,即
ˆ ˆ ˆ e(n) en (n) ep (n)
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经推导在有误码存在的情况下,ΔM接收端总 失真功率：
m(t) 抽样 m(n) ＋ m(n－1) 时延Ts (a) ＋ e(n) － ＋ m(n) 量化 eq(n) ＋ ＋ 编码 c(n) c(n) 解码 eq(n) ＋ ＋ ＋ 时延Ts (b) m(n) 低通 滤波 m(t)
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增量调制的过载特性
过载：
当信号频率过高时,本地译码信号会出 现跟不上信号变化的现象,称为“过载” 。