变频器电路设计、计算及一些经验

1、整流桥的保护
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输入侧必须设计浪涌吸收电路， 吸收元件一般采用压敏电阻、 气体放电管或安规电容等， 整流桥的输出就近安装一只高频无感电容（MKP或CBB81） 。见图1中的Yd和Cr，压敏电阻 的耐压值一般选为820V，整流桥的输出吸收电容Cr与变频器功率有关，一般容值为0.22～ 2uF，耐压为1600V。 增加快熔。快熔的熔断时间可达3~5mS比较适合整流桥的保护，并能防止故障的扩大及 非常严重的后果（如烧毁变频器等） 。例：通讯电源、UPS、富士G11变频器。对于是否增加 快熔不同厂商有不同看法，本公司的未加。
电流额定值选择： 1、确定过载能力： k 2 IO IC 式中，k为电流过载倍数，IO为变频器额定输出电流， IC为模块标称电流值（连续DC）。 2、确定抗电流冲击能力： m 2 IO IC (1ms ) 式中，m为硬件电流保护倍数，IO为变频器额定输出电流， IC (1ms )为模块1mS标称电流
1 主回路设计、计算
图 1.1 变频器主回路 变频器主回路如图 1.1 所示，主要包括交流电抗器、输入压敏电阻、整流桥、直流电抗 器、直流充电电阻、直流电抗器、充电接触器、直流母线电容、电容均压电阻、逆变桥、 母线浪涌吸收电容，此外还可以安装制动单元和制动电阻。
1.1 主回路参数计算
变频器输出容量：
Po 3UoIo
式中 Uo 是输出电压，Io 是输出电流。 直流环节电压平均值：
UD
3 2

UAC 1.35UAC
式中，UAC 为三相输入线电压的有效值。由于母线电容的存在，直流电压一般认为等于输入 线电压的幅值，即：
UD 2UAC 1.414UAC
直流环节电流：
ID

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IO 1.283IO
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1.2 整流桥计算
1．电流计算
流过整流管的电流有效值： 0.577ID 3 平均值： 2 ID IT（AV 120） 0.637ID IT ID

IT（AV）值为120导通的值，整流管手册标称值是对应180的值 IT（AV 120） 2 IT（AV 180） ID 0.368ID 3 3 整流管电流选择： IO，过载系数 1.5 ~ 1.8 6 式中：IO为变频器输出额定电流 例，选择90KW变频器的整流管： IO 6 ＝1.5 1.5 0.368 1.283 176 1.5 1.5 83 186.9 A 查MDD172的IVT（AV） 190A（ 100C），满足设计要求。
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（1）高频无感。以 MKP（CBB）和陶瓷为介质的电容能较好的满足要求。一般 ESL ＜20nH，ESR＜20mΩ。不推荐采用 MKT 或 CL 电容，他们的 ESR、△C/C（△T） 、DF 相 比 MKP 相差太多。 （2）极高的浪涌电压和浪涌电流承受能力，一般要求 dv/dt＞500V/uS,IPEAK＞500A。 如 CDE 公司的 942C 和 943C 其 dv/dt=5137V/uS,IPEAK＞1570A。 （3）安装方便、引线短（减小接线电感）而牢固，引线与金属箔的焊接要可靠且能瞬 间流过非常大的电流。能直接安装在模块上是最好的方案。 CDE、ALCON、ICL、NICHICON、HITACHI等有专为IGBT模块浪涌电压吸收而设计制造 的电容，其电特性优异，但价格较高。 常见规格： 容量：0.22uF、0.47uF、0.68uF、0.82uF、1.0uF 耐压：900V、1000V、1200V、1600V
图 3 模块的驱动与保护
驱动脉冲 WG3＃低电平有效时，B 点为低电平。当 IGBT 正常开通时，CE 间电压较低 （一般为 1.7～3V） ，W 点电位较低，C 点是 15V 的高电平，则 A 点经 3k 和 510 欧电阻分 压得到 1 个电压约为 5V(2＋0.7+2)，该电压不足以导致反向器翻转，点 F 保持高电平，三极 管不导通，FO 为高电平；若 IGBT 发生短路故障，CE 间电压 VCE 增大，导致 A 点电平升 高，达到反向器的翻转电平，从而使 F 点为低，三极管导通，FO 输出为低，从而产生故障 信号，同时 B 点也变成高电平，将该 IGBT 驱动脉冲封锁，达到保护 IGBT 的目的。 D 点到 B 点的反馈起个增强稳定的作用，去掉影响也不大。 电压保护： 一般而言， 变频器对瞬时超过模块耐压的过电压没有好的防止方法， 超过模块耐压的瞬 时过电压很容易导致模块电压击穿损坏。 对母线瞬时过电压一般在母线上并高频吸收电容保 护模块。见图 1 中的电容 C。其他的吸收形式如 RC 吸收、RCD 吸收在变频器中都不常用。 慎重选择吸收电路的形式并仔细选择吸收电容的型号、容量、耐压及厂家。一般耐压选 为 1600V 的 CBB 电容，电容量跟变频器容量和结构有关，0.47~10uF，大小不等。 IGBT 等逆变元件吸收电容的要求：
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额系数，降额使用，降额系数可以按下式计算：
(n 1)(1 x) 1 1 x 降额系数＝ n
式中n为并联器件数目，x与器件耐压有关，600V器件：x＝0.1；1200V器件：x＝0.15； 1700V器件：x＝0.2。 例如，对于1200V常用器件， n=2：降额系数＝0.87 n=3：降额系数＝0.826 n=4：降额系数＝0.80 n=5：降额系数＝0.79 n=6：降额系数＝0.78 n=7：降额系数＝0.776 例：560kW变频器输出电流Io＝1050A，大容量机型与小容量机型相比，对安全性和可 靠性要求更高，需要放大过载余量，因此选用了7只450A的IGBT并联，并联降额后逆变桥 的电流容量为：Ic＝450×7×0.776＝2444A，过载能力为2.32倍。如果选用6只并联Ic＝450 ×6×0.78＝2106A，过载能力为2倍，正常情况下也能满足要求。 对于IGBT的并联，原则上和二极管并联差不多，在驱动电路方面有更高的要求，希望 并联的各个开关管驱动信号一致以保证管子的同时开通和关断。 对此要求各并联的驱动线长 度相同，在各个管子上加装GE板，对驱动信号进行就近调理。
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1、关于逆变元件耐压和电流的选择：
考虑到瞬间过电压，IGBT的耐压通常为直流母线电压的两倍。瞬间过电压受回路杂散 电感和IGBT开关速度的影响，所以实际耐压的选择要视回路的杂散电感而定。
IGBT 模块电压额定值计算： 方法1：URRM ( 2UAC 150） 2 LS （IC n） VPN 2 ， (VPN 1.35UAC ) CX 式中：UAC为变频器输入电源电压，为电源电压波动系数， 方法2：URRM
式中 Io 为变频器额定输出电流。 例 如 ， 对 于 15kW 的 变 频 器 ， 输 出 电 流 为 32A ， 因 此 变 频 器 输 出 容 量 为 Po ＝ 1.732*32*380=21kVA，直流母线电压为 UD＝1.414×380＝536V，母线电流为 ID＝1.283*32 ＝41A。

为安全系数，IC为IGBT 模块额定电流，n为短路时电流冲
击的倍数，IGBT 模块额定电流LS为母线寄生电感的大小， CX为吸收电容的大小，VPN为正常工作时的母线电压。
就目前而言，通用380V变频器IGBT都是1200V耐压。 电流的选择与最大工作频率，总功耗、冷却方式及环境温度范围都有关系，实际上，产 品手册中给出的电流参数常常在一两种条件下定义，因此总的来讲并不准确适合实际应用， 有时偏差甚远。
I 143.5 (1.7 ~ 2.5) 81.3 ~ 119.6 A np 3 查MDD95的ITA 120A（ 105C），DD106N的ITA 106A（ 100C），可满足要求。 ITa (1.7 ~ 2.5)
例：若 160kW 采用 2 组并联，则：
ITa (1.7 ~ 2.5)
Байду номын сангаас
2、IGBT的并联
由于单只IGBT模块电流容量有限，目前1200V双管单个桥臂的最大单管电流为450A， 为了提高载流能力需要对IGBT并联。由于IGBT具有正的温度系数，温度升高时导通压降会 增大，因此本身具有自动均流的特性，并联使用一般不会导致严重的均流问题。 但是由于IGBT参数分散性，并联使用时需要放大IGBT的容量，IGBT电流需乘以1个降
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多个整流元件的并联： 器件并联必须降低电流额定值使用，所选整流管的额定电流按下式选择： ITa (1.7 ~ 2.5) 式中： I为允许过载时一组桥臂的平均电流, np为并联支路数 例： 160KW变频器采用三组整流管并联的计算 I 0.368 I np

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IO 0.368

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304 143.5 A
图1.2 IGBT模块并联的驱动 如图，RE为防止环流电阻，强电端A点和B点通过导线连接，电势有可能不完全相等， 这样将在并联驱动电路中产生环流，RE的作用就是限制短路环流，一般取值为0.33欧。在任 何情况下，RGE都不能省略，其作用是防止IGBT栅极电荷积累，一般取值是10k～100k。
1.4 主回路元件的保护

2．电压计算
整流管电压额定值 URRM ：
URRM UAC 2 1.1
式中β为电压安全系数，一般取 2。整流管耐压值选取如下表： 输入交流电压 220 240 400 480 直流电压峰值 684 746 1369 1498 耐压 URRM 800 800 1600 1600
3．器件 并联
I 143.5 (1.7 ~ 2.5) 122 ~ 179A np 2
SB61 选的整流器件为 MDC-110 两路并联， 比计算值偏小， 但试验表明并没有什么问题。
1.3 逆变桥计算
IGBT已成为中大功率变频器开关管的最优选择。选择IGBT时应重点考虑以下的几点： 一， 首先根据变频器载频工作范围及热设计的要求选择一种合适的类型。 选择三种类型 IGBT中的一种： 1、 极低的通态压降， 但开关损耗大， 如EUPEC的FS450等第三代芯片， VON=1.7V-1.8V， 工作频率为1-8K，优化工作频率为4K。 2、高通态压降，但开关损耗小，如富士、三菱及EUPEC的BSM300DN2等第二代IGBT 芯片，VON=2.5-3.0V，工作频率为可达20K。例：富士G11。 3、 中等通态压降， 但开关损耗较小， 如ABB的SPT模块及三菱的F系列， VON=2.0--2.2V， 工作频率为可达10K。 二、根据体积、结构是否易于并联、维护成本及结构设计的压力等要求决定采用那一种 封装形式。 三、计算所选IGBT的电流等级、电压等级，该步骤同时也影响了吸收电路的形式选择 及结构设计的特点。