50W 谐振复位正激变换器设计
(完整版)50W反激变换器的设计
50W反激变换器的设计(CCM)电源规格输入电压：85Vac ~ 264Vac输出电压：5Vdc 输出电流：10A确定变压器初次级的匝比n设定最大占空比: D=0.45工作频率: f=100KHz，T=1/f=10uS最大磁通密度: B=0.2则主功率管开通时间为：Ton=T*D=10uS*0.45=4.5uS选择变压器的磁芯型号为EER2834磁芯的截面积：Ae=85.5mm最低输入电压:Vin= 85 * √2 –20 = 100.2 V ( 设定低频纹波为20V ）根据伏·秒平衡原理有：Vin * Ton = n * ( V o + Vf ) * Toff( 设定整流管压降为1V ）变压器的匝比n: n = 13.67设定电源工作在连续模式Ip2 = 0.4 * Ip10.5 * ( Ip1 + Ip2 ) * Vin * D = Pout /η( 设定电源的效率η为0.8 ）Ip1 = 1.98 A Ip2 = 0.79 A变压器的感量L = ( Vin * Ton ) / ( Ip1 – Ip2 ) = 379 uH变压器的初级匝数Np = ( Vin * Ton ) / ( Ae * B ) = 27 T变压器的次级匝数Ns = Np / n = 2 T变压器的实际初次级匝数可以取Np = 27 T Ns = 2 T重新核算变压器的设计最大占空比：Vin * D = n * ( V o + Vf ) * ( 1 – D )D = 0.447最大磁通密度：Bmax = ( Vin * Ton ) / ( Np * Ae )Bmax = 0.195 T初级电流Ip1 和Ip2：0.5 * ( Ip1 + Ip2 ) * Vin * D = Pout /ηIp2 + ( Vin * Ton ) / L = Ip1Ip1 = 1.99 A Ip2 = 0.8 A Ip_rms = 0.93A次级电流Is1和Is2Is1 =Ip1*n=26.87A Is2=Ip2*n =10.8AIs_rms = 12.56A次级电压折射到初级的电压V or = n * ( V o + Vf ) = 81V初级功率管Mosfet 的选择Vmin = (√2 * 264 + V or +50 ) / 0.8 = 630 VIp_rms = Ip_rms / 0.8 = 1.16 A( 设定应力降额系数为0.8 ）可以选择Infineon 的IPP60R450E6次级整流管Diode 的选择Vmin = (√2 * 264 / n + 5 +15 ) / 0.8 = 60 VIs_rms = Is_rms / 0.8 = 15.7 A( 设定应力降额系数为0.8,噪音为15V ）可以选择IR 的30CTQ060PBF输出电容的选择设定输出电压的纹波为50mv输出电流的交流电流：Isac_rms = 0.5 * ( Is1 + Is2 ) * √D * ( 1- D )Isac_rms = 9.36AResr = Vripple / Isac_rms = 5.34 mohm选择Nichicon 电容HD 系列6.3V/3900uF 四个并联使用50W反激变换器的设计(DCM)电源规格输入电压：85Vac ~ 264Vac输出电压：5Vdc 输出电流：10A 确定变压器初次级的匝比n设定最大占空比: D=0.3工作频率: f=100KHz，T=1/f=10uS最大磁通密度: B=0.2则功率管开通时间：Ton=T*D=10uS*0.3=3uS假设关断时间：Toff=7uS，Tr=4uS选择变压器的磁芯型号为EER2834磁芯的截面积：Ae=85.5mm最低输入电压:Vin= 85 * √2 –20 = 100.2 V ( 设定低频纹波为20V ）根据伏·秒平衡原理有：Vin * Ton = n * ( V o + Vf ) * Tr( 设定整流管压降为1V ）变压器的匝比n: n = 12.53设定电源工3作在续模式Io = Tr/T * Ip2Ip2=Io*T/Tr=25AIp1 = Ip2/n=1.99 A变压器的感量L = ( Vin * Ton ) / Ip1 = 151 uH变压器的初级匝数Np = ( Vin * Ton ) / ( Ae * B ) = 18 T变压器的次级匝数Ns = Np / n = 1.4 T=2T变压器的实际初次级匝数可以取Ns = 2 T Np=Ns * n=25.1T=26T开关电源一次滤波大电解电容开关电源决定一次侧滤波电容，主要影响电源的性能参数为输出低频交流纹波与保持时间.滤波电容越大，电容器上的Vin(min)越高，可以输出较大功率的电源，但相对价格也提高了。
正激变压器设计要点
首先：正激变压器由于储能装置在后面的BUCK电感上，所以没有Flyback变压器那么复杂，其作用主要是电压、电流变换，电气隔离，能量传递等所以，我们计算正激变压器的时候，一般都是首先以变压次级后端的BUCK电感为研究对象的，BUCK电感的输入电压就是正激变压器次级输出电压减去整流二极管的正向压降，所以我们又称正激电源是BUCK的隔离版本。
首先说说初次级匝数的选择：以第三绕组复位正激变压器为例，一旦匝比确定之后，接下来就是计算初次级的匝数，论坛里有个帖子里的工程师认为，正激变压器在满足满负载不饱和的情况下，匝数越小越好。
其实这是个误区，匝数的多少决定了初级的电感量（在不开气隙，或开同样的气隙情况下），而电感量的大小就决定了初级的励磁电流大小，这个励磁电流虽不参与能量的传递，但也是需要消耗能量的，所以这个励磁电流越小电源的效率越高；再说了，过少的匝数会导致del tB变大，不加气隙来平衡的话，变压器容易饱和。
无论是单管正激还是双管正激，都存在磁复位的问题。
且，都可以看成是被动方式的复位。
复位的电流很重要，太小了，复位效果会被变压器自身分布参数（主要是不可控的电容，漏感）的影响。
复位电流是因为电感电流不能突变，初级MOSFET关断之后，初级绕组的反激作用，又复位绕组跟初级绕组的相位相反，所以在复位绕组中有复位电流产生复位电流关系到磁芯能否可靠的退磁复位，其重要性不言自喻；当变压器不加气隙时，其初级电感量较大，复位电流自然就小。
但在大功率的单管正激和双管正激的实际应用中，往往需要增加一点小小的气隙，否则设计极不可靠，大功率的电源，一次侧电流很大,漏感引起的磁感应强度变化，B=I*Llik/nAe,就大，加气隙是为了减小漏感Llik.正激的占空比主要是取决于次级续流电感的输入与输出，次级则就是一个BUCK电路，而CCM的BUCK线路Vo=Vin*D，跟次级的电流无关Vo=Vin*DVo:输出电压，Vin：BUCK的输入电压，即正激变压器的输出电压减去整流管的正向压降，D：占空比在此，输出电压是已知的我们只要确定一个合适的占空比，就可以计算出BUCK 电感的Vin，也就是说变压器的输出电压基本就定下来了在这特别要提醒大家，占空比D的取值跟复位方式有很大的关系，建议D的取值不要超过0.5正激变压器加少量气隙能将电-磁转换中的剩磁清空,磁芯的实际利用率增加,同时增加的一点空载电流在大功率电流中所占比例较小,效率不会受到太大影响,这样可以让变压器不容易饱和,电源的可靠性增加,同时可以减少初级匝数,变压器内阻降低,能小体积出大功率.加气隙也相当于增大了变压器磁芯,但实际好处(特别是抗饱和能力)是胜于加大磁芯的.加气隙后,减小的电感量会被增加的磁芯利用率补回来,而且有余,是合算的不用担心.复位绕组的位置问题，是跟初级绕组近好呢，还是夹在初次级之间好？如果并绕，当然跟初级的耦合是最好的，但对漆包线的耐压是个考验！当然这不至于直接击穿。
一种新型谐振磁复位的单端正激变换器设计
一种新型谐振磁复位的单端正激变换器设计设计概要：
本文介绍了一种新型的谐振磁复位的单端正激变换器设计。
该设计采用谐振电感元件和磁复位电感元件，以提高能量转换效率和减少开关损耗。
基本设计原理：
该变换器由输入电源、开关管、电感元件、输出负载等组成。
其基本工作原理是通过开关管的开关控制，将输入电源的直流信号转换为高频的脉冲信号，通过谐振电感元件和磁复位电感元件，将能量传递给输出负载。
设计步骤：
1.根据输出负载的需求确定变换器的输入电压和输出电压。
2.选择合适的谐振电感元件和磁复位电感元件。
3.设计开关管的驱动电路，确保开关管能够正常工作，并根据需求控制开关频率。
4.设计谐振电感元件和磁复位电感元件的数值，以实现合适的谐振频率和磁复位效果。
5.进行模拟和实验测试，优化参数，提高能量转换效率和输出稳定性。
6.根据实际需求，设计过流保护和过温保护电路，确保变换器的安全性能。
结果与讨论：
通过实验测试，该设计能够有效提高能量转换效率，并减少开关损耗。
谐振电感元件和磁复位电感元件的使用，可以降低开关管的工作压力和温度，延长开关管的使用寿命。
结论：
本设计提供了一种新型的谐振磁复位的单端正激变换器设计，通过合理选择和设计电感元件，能够实现高效、稳定的能量转换，适用于各种场景的电源转换应用。
50W宽带线性射频功放设计
数字预失真
三、功放线性化技术应用情况
TI公司的预失真器GC5325、GC5322分别把 ACLR改善20～30dB、20dB以上，输入信号 带宽可达20MHz
GC5322/5 Digital Pre-Distortion System
GC5325EVM Block Diagram
WCDMA '1111' Spectral Performance at 2.14GHz and 48.9dBm
Simplified block diagram of the OP6180-DEVS
OP6180-DEV development platform
1.88 GHz DPD correction
三、功放线性化技术应用情况
赛灵思与Analog Devices 公司合作，开发了 高性能的多模无线演示平台，来演示带有第三 方功率放大器、可在各种频率和任意无线接口 上运行的DPD 解决方案。Xilinx ML605 电路 板和Analog Devices 的混合信号数字预失真 （MSDPD）电路板通过两块电路板上的FMC 接头连接起来。Xilinx ML605 上实施了具有 DUC、DDC、CFR 和DPD 功能的高级信号处 理应用，充分利用了Analog Devices 公司 MSDPD 板上的高性能数据转换器和RF 信号 链路。
FPGA＋AD/DA
AD-MSDPD-EVB Block Diagram
FPGA＋AD/DA方案主要厂家
中兴、华为、芯通、普天、云海…… 北邮：牛凯教授（普天、云海合作） 成电：何松柏教授（华为合作） 宁大：刘太君教授（安捷伦合作） 芯通（交大合作）
谐振复位双开关正激变换器的
谐振复位双开关正激变换器的日期:•谐振复位双开关正激变换器概述•谐振复位双开关正激变换器的基本原理•谐振复位双开关正激变换器的设计方法•谐振复位双开关正激变换器的实验研究与验证•谐振复位双开关正激变换器的应用领域与前景•结论与参考文献谐振复位双开关正激变换器概述随着电力电子技术的发展，电力变换系统的能效和可靠性要求不断提高。
正激变换器作为一种常见的直流变换器，具有输出电压稳定、效率高等优点，被广泛应用于各种电子设备中。
然而，传统的正激变换器在负载突变或输入电压变化时，容易出现磁复位不完全的问题，影响其性能和可靠性。
为了解决这一问题，研究者提出了谐振复位双开关正激变换器。
背景谐振复位双开关正激变换器的出现，有效地解决了传统正激变换器在负载突变或输入电压变化时出现的磁复位不完全问题，提高了电力变换系统的能效和可靠性。
这对于推动电力电子技术的发展，提高电力电子设备的性能和可靠性具有重要意义。
意义背景与意义结构谐振复位双开关正激变换器由磁复位电路、主开关管、谐振开关管、输出滤波器等组成。
其中，磁复位电路由磁复位开关和磁复位电容组成，主开关管和谐振开关管用于控制能量的传输，输出滤波器用于减小输出电压的纹波。
工作原理在谐振复位双开关正激变换器中，当磁复位电容通过磁复位开关充电时，主开关管关闭，谐振开关管开启，能量通过谐振开关管传递到输出端。
当磁复位电容充满电后，磁复位开关关闭，主开关管开启，谐振开关管关闭，能量通过主开关管传递到输出端。
由于磁复位电容的作用，磁复位电路可以在输入电压变化或负载突变时，实现快速的磁复位，提高了正激变换器的性能和可靠性。
结构与工作原理性能特点快速磁复位：由于磁复位电路的存在，谐振复位双开关正激变换器可以在输入电压变化或负载突变时，实现快速的磁复位，提高了电力变换系统的响应速度和稳定性。
高效率：谐振复位双开关正激变换器在正常工作时，由于其优化的电路设计和控制策略，可以保持较高的效率。
50W 谐振复位正激变换器设计
电力电子应用课程设计班级电气3113 学号 1111221129 姓名姜飞虎专业电气工程及其自动化系别电气工程系指导教师陈万丁卫红淮阴工学院电气工程系2014年6月前言电力电子技术中，高频开关电源的设计主要分为两部分，一是电路部分的设计，二是磁路部分的设计。
相对电路部分的设计而言，磁路部分的设计要复杂得多。
磁路部分的设计，不但要求设计者拥有全面的理论知识，而且要有丰富的实践经验。
在磁路部分设计完毕后，还必须放到实际电路中验证其性能。
由此可见，在高频开关电源的设计中，真正难以把握的是磁路部分的设计。
高频开关电源的磁性元件主要包括变压器、电感器。
为此，本文将对高频开关电源变压器的设计，特别是正激变换器中变压器的设计，给出详细的分析，并设计出一个用于输入48V(36～75Vdc)，输出5Vdc/10A的正激变换器的高频开关电源变压器。
一、设计目的通过本项目分析设计，加深学生对单管直流/直流变换电路的理解，掌握一般小功率DC/DC变换器主电路工作原理及相应控制方法，熟悉正激变换器中变压器复位的基本原理及相应的复位方式，熟悉开关电源中的磁性元件的设计方法；输入：36～75Vdc，输出：5Vdc/10A二、设计任务1、分析谐振复位正激电路工作原理，深入分析功率电路中各点的电压波形和各支路的电流波形；2、根据输入输出的参数指标，计算功率电路的关键器件电压电流等级，并选取实际功率器件，设计正激变换器中脉冲变压器，包括原副边绕组匝数计算，导线选取，磁芯选择等。
3、焊接电路板，并调试。
三、总体设计3.1开关电源的发展开关电源被誉为高效节能电源，代表着稳压电源的发展方向，现已成为稳压电源的主流产品。
开关电源分为DC/DC和AC/DC两大类。
前者输出质量较高的直流电，后者输出质量较高的交流电。
开关电源的核心是电力电子变换器。
按转换电能的种类，可分为直流-直流变换器（DC/DC变换器），是将一种直流电能转换成另一种或多种直流电能的变换器；逆变器，是将直流电能转换成另一种或多种直流电能的变换器；整流器是将交流电转换成直流电的电能变换器和交交变频器四种。
谐振复位双开关正激变换器的研究1154683111
谐振复位双开关正激变换器的研究摘要：推荐了一种谐振复位双开关正激型DC/DC变换器。
它不仅克服了谐振复位单开关正激变换器开关电压应力大和变换效率低的缺点，而且具有占空比可以大于50％的优点。
因此，该变换器可以应用于高输入电压、宽变化范围、高效率要求的场合。
对该拓扑的工作原理和特性进行了详细的描述。
最后通过实验证实了该拓扑的上述优点。
关键词：谐振复位;双开关;正激变换器1 概述谐振复位单开关正激变换器，如图1所示，是一种结构比较简单、应用十分广泛的DC/DC变换器。
它通过谐振电容Cr上的电压对变压器进行复位，该复位电压可以大于输入电压，因此，该变换器的占空比可以大于50％，适合于宽输入范围的场合。
但和通常的单开关正激变换器一样，它的开关电压应力比较大，是输入电压的2倍左右，用于较高输入电压的场合有一定的困难。
另外，每次开关S开通之前，Cr上电压为输入电压，在S开通时，不仅将S的寄生电容上的能量CossVin2/2消耗在开关上，同时也将Cr上的能量CrVin2/2消耗在S上。
而Cr又是外并的谐振电容，其值可能远远大于开关的寄生电容，所以，可以认为该变换器的等效开关损耗大大增加，效率将会受到严重影响。
双开关正激变换器克服了主开关电压应力大的缺点，它每个开关的电压应力等于输入电压，是单开关正激的一半左右，适用于高压输入场合。
而且双开关正激变换器是利用输入电压给变压器进行复位，结构上也比较简单，激磁能量和漏感能量回馈到输入侧，转换效率比较高。
因此，这种双开关正激DC/DC拓扑被广泛地应用于工业界，不仅仅是高压输入场合。
但是，这种双开关正激变换器有它的突出缺点，即只能工作在占空比小于50％的状态，所以，不适合用在变换范围非常宽的场合。
本文推荐了一种谐振复位双开关正激变换器，它综合了单开关谐振正激和双开关正激的优点，不仅可以工作在占空比大于50％的状态，而且又采用双开关结构，大大减小了开关的电压应力。
因此，该变换器适用于高电压输入、宽变化范围的场合。
正激变压器设计
首先：正激变压器由于储能装置在后面的BUCK电感上，所以没有Flyback变压器那么复杂，其作用主要是电压、电流变换，电气隔离，能量传递等所以，我们计算正激变压器的时候，一般都是首先以变压次级后端的BUCK电感为研究对象的，BUCK电感的输入电压就是正激变压器次级输出电压减去整流二极管的正向压降，所以我们又称正激电源是BUCK的隔离版本。
首先说说初次级匝数的选择：以第三绕组复位正激变压器为例，一旦匝比确定之后，接下来就是计算初次级的匝数，论坛里有个帖子里的工程师认为，正激变压器在满足满负载不饱和的情况下，匝数越小越好。
其实这是个误区，匝数的多少决定了初级的电感量（在不开气隙，或开同样的气隙情况下），而电感量的大小就决定了初级的励磁电流大小，这个励磁电流虽不参与能量的传递，但也是需要消耗能量的，所以这个励磁电流越小电源的效率越高；再说了，过少的匝数会导致del tB变大，不加气隙来平衡的话，变压器容易饱和。
无论是单管正激还是双管正激，都存在磁复位的问题。
且，都可以看成是被动方式的复位。
复位的电流很重要，太小了，复位效果会被变压器自身分布参数（主要是不可控的电容，漏感）的影响。
复位电流是因为电感电流不能突变，初级MOSFET关断之后，初级绕组的反激作用，又复位绕组跟初级绕组的相位相反，所以在复位绕组中有复位电流产生复位电流关系到磁芯能否可靠的退磁复位，其重要性不言自喻；当变压器不加气隙时，其初级电感量较大，复位电流自然就小。
但在大功率的单管正激和双管正激的实际应用中，往往需要增加一点小小的气隙，否则设计极不可靠，大功率的电源，一次侧电流很大,漏感引起的磁感应强度变化，B=I*Llik/nAe,就大，加气隙是为了减小漏感Llik.正激的占空比主要是取决于次级续流电感的输入与输出，次级则就是一个BUCK电路，而CCM的BUCK线路Vo=Vin*D，跟次级的电流无关Vo=Vin*DVo:输出电压，Vin：BUCK的输入电压，即正激变压器的输出电压减去整流管的正向压降，D：占空比在此，输出电压是已知的我们只要确定一个合适的占空比，就可以计算出BUCK 电感的Vin，也就是说变压器的输出电压基本就定下来了在这特别要提醒大家，占空比D的取值跟复位方式有很大的关系，建议D的取值不要超过0.5正激变压器加少量气隙能将电-磁转换中的剩磁清空,磁芯的实际利用率增加,同时增加的一点空载电流在大功率电流中所占比例较小,效率不会受到太大影响,这样可以让变压器不容易饱和,电源的可靠性增加,同时可以减少初级匝数,变压器内阻降低,能小体积出大功率.加气隙也相当于增大了变压器磁芯,但实际好处(特别是抗饱和能力)是胜于加大磁芯的.加气隙后,减小的电感量会被增加的磁芯利用率补回来,而且有余,是合算的不用担心.复位绕组的位置问题，是跟初级绕组近好呢，还是夹在初次级之间好？如果并绕，当然跟初级的耦合是最好的，但对漆包线的耐压是个考验！当然这不至于直接击穿。
50W反激变换器的设计
50W反激变换器的设计(CCM)电源规格输入电压：85Vac ~ 264Vac输出电压：5Vdc 输出电流：10A确定变压器初次级的匝比n设定最大占空比: D=0.45工作频率: f=100KHz，T=1/f=10uS最大磁通密度: B=0.2则主功率管开通时间为：Ton=T*D=10uS*0.45=4.5uS选择变压器的磁芯型号为EER2834磁芯的截面积：Ae=85.5mm最低输入电压:Vin= 85 * √2 –20 = 100.2 V ( 设定低频纹波为20V ）根据伏·秒平衡原理有：Vin * Ton = n * ( V o + Vf ) * Toff( 设定整流管压降为1V ）变压器的匝比n: n = 13.67设定电源工作在连续模式Ip2 = 0.4 * Ip10.5 * ( Ip1 + Ip2 ) * Vin * D = Pout /η( 设定电源的效率η为0.8 ）Ip1 = 1.98 A Ip2 = 0.79 A变压器的感量L = ( Vin * Ton ) / ( Ip1 – Ip2 ) = 379 uH变压器的初级匝数Np = ( Vin * Ton ) / ( Ae * B ) = 27 T变压器的次级匝数Ns = Np / n = 2 T变压器的实际初次级匝数可以取Np = 27 T Ns = 2 T重新核算变压器的设计最大占空比：Vin * D = n * ( V o + Vf ) * ( 1 – D )D = 0.447最大磁通密度：Bmax = ( Vin * Ton ) / ( Np * Ae )Bmax = 0.195 T初级电流Ip1 和Ip2：0.5 * ( Ip1 + Ip2 ) * Vin * D = Pout /ηIp2 + ( Vin * Ton ) / L = Ip1Ip1 = 1.99 A Ip2 = 0.8 A Ip_rms = 0.93A次级电流Is1和Is2Is1 =Ip1*n=26.87A Is2=Ip2*n =10.8AIs_rms = 12.56A次级电压折射到初级的电压V or = n * ( V o + Vf ) = 81V初级功率管Mosfet 的选择Vmin = (√2 * 264 + V or +50 ) / 0.8 = 630 VIp_rms = Ip_rms / 0.8 = 1.16 A( 设定应力降额系数为0.8 ）可以选择Infineon 的IPP60R450E6次级整流管Diode 的选择Vmin = (√2 * 264 / n + 5 +15 ) / 0.8 = 60 VIs_rms = Is_rms / 0.8 = 15.7 A( 设定应力降额系数为0.8,噪音为15V ）可以选择IR 的30CTQ060PBF输出电容的选择设定输出电压的纹波为50mv输出电流的交流电流：Isac_rms = 0.5 * ( Is1 + Is2 ) * √D * ( 1- D )Isac_rms = 9.36AResr = Vripple / Isac_rms = 5.34 mohm选择Nichicon 电容HD 系列6.3V/3900uF 四个并联使用50W反激变换器的设计(DCM)电源规格输入电压：85Vac ~ 264Vac输出电压：5Vdc 输出电流：10A 确定变压器初次级的匝比n设定最大占空比: D=0.3工作频率: f=100KHz，T=1/f=10uS最大磁通密度: B=0.2则功率管开通时间：Ton=T*D=10uS*0.3=3uS假设关断时间：Toff=7uS，Tr=4uS选择变压器的磁芯型号为EER2834磁芯的截面积：Ae=85.5mm最低输入电压:Vin= 85 * √2 –20 = 100.2 V ( 设定低频纹波为20V ）根据伏·秒平衡原理有：Vin * Ton = n * ( V o + Vf ) * Tr( 设定整流管压降为1V ）变压器的匝比n: n = 12.53设定电源工3作在续模式Io = Tr/T * Ip2Ip2=Io*T/Tr=25AIp1 = Ip2/n=1.99 A变压器的感量L = ( Vin * Ton ) / Ip1 = 151 uH变压器的初级匝数Np = ( Vin * Ton ) / ( Ae * B ) = 18 T变压器的次级匝数Ns = Np / n = 1.4 T=2T变压器的实际初次级匝数可以取Ns = 2 T Np=Ns * n=25.1T=26T开关电源一次滤波大电解电容开关电源决定一次侧滤波电容，主要影响电源的性能参数为输出低频交流纹波与保持时间.滤波电容越大，电容器上的Vin(min)越高，可以输出较大功率的电源，但相对价格也提高了。
谐振复位双开关正激变换器
谐振复位双开关正激变换器CATALOGUE目录•引言•谐振复位双开关正激变换器的工作原理•控制电路与驱动设计•变换器的性能评估•变换器的应用案例与比较•总结与展望引言CATALOGUE 01定义与特性类型与分类谐振复位双开关正激变换器概述工作原理应用领域工作原理和应用领域目的本报告旨在详细介绍谐振复位双开关正激变换器的工作原理、特性、应用领域等方面的内容，为读者提供全面的了解和参考。
结构本报告首先介绍谐振复位双开关正激变换器的概述和工作原理，然后分析其特性、性能优势以及应用领域，最后总结报告内容并展望未来发展趋势。
本报告的目的和结构谐振复位双开关正激变换器的工作原理CATALOGUE02工作模式说明工作模式1在输入电压的正半周，开关管Q1导通，谐振电容Cr与主变压器Tr的原边绕组Lp1谐振，将能量传递到副边，同时给输出电容Co充电，为输出负载提供能量。
工作模式2在输入电压的负半周，开关管Q2导通，谐振电容Cr与主变压器Tr的原边绕组Lp2谐振，同样将能量传递到副边，维持输出电压稳定。
开关管Q1、Q2谐振电容Cr主变压器Tr输出整流二极管D1、D2关键元器件及其功能输入电压波形为正弦波，经过全桥整流后得到脉动的直流电压。
为具有一定死区的互补PWM波，用于控制开关管的导通与关断。
在开关管导通期间，谐振电容电压近似为正弦波；在开关管关断期间，谐振电容通过主变压器原边绕组放电。
在开关管导通期间，原边绕组电流逐渐上升；在开关管关断期间，原边绕组电流通过谐振电容放电回路逐渐减小。
根据负载情况和输出电压要求，副边绕组电压电流波形会有所不同，但总体上呈现稳定的直流特性。
工作波形和电压电流特性开关管驱动波形原边绕组电流波形副边绕组电压电流波形谐振电容电压波形控制电路与驱动设计CATALOGUE03010203调制方式选择控制策略及实现方法软开关技术控制算法设计变换器的性能评估CATALOGUE04评估方法通过对变换器输出波形进行观测和分析，可以判断其工作稳定性和效率。
《正激变换器的设计》课件
总结词
正激变换器的特点是电路简单、可靠性高、成本低等，广泛 应用于开关电源、适配器、充电器等领域。
详细描述
正激变换器具有电路简单、可靠性高、成本低等优点，因此 在开关电源、适配器、充电器等领域得到广泛应用。它能够 实现输入和输出电压的隔离和变压，同时具有较高的效率和 较低的损耗。
02 正激变换器的设计步骤
通过对电路参数和元件的优化选择， 可以进一步提高正激变换器的效率。
损耗
正激变换器的损耗主要包括开关损耗 、磁性元件损耗和导通损耗。这些损 耗应尽可能降低，以提高整体效率。
温升分析
温度
正激变换器在工作过程中会产生热量，导致温升 。过高的温度会影响变换器的性能和可靠性。
散热
为了控制温升，需要采取有效的散热措施，如自 然散热、强制风冷或液冷等。
选择合适的磁芯和绕组
磁芯材料
01
选择合适的磁芯材料，如铁氧体、硅钢等，以满足工作频率和
磁通密度的要求。
磁芯形状
02
根据实际需求选择合适的磁芯形状，如E型、EE型、罐型等。
绕组线径和匝数
03
根据输入输出电压和电流的大小，计算绕组的匝数和线径，以
确保变压器的电气性能。
计算变压器匝数和线径
匝数计算
根据输入输出电压和磁芯的磁通密度 ，计算绕组的匝数。
、安全认证的要求等方面的内容。
THANKS FOR WATCHING
感谢您的观看
电路组成
总结词
正激变换器的电路组成包括输入滤波器、开关管、变压器、输出整流器和输出 滤波器等部分。
详细描述
正激变换器的电路组成包括输入滤波器用于抑制电磁干扰，开关管用于控制能 量传输，变压器用于实现电压隔离和变压，输出整流器用于将交流电压转换为 直流电压，以及输出滤波器用于平滑输出电压。
最新-谐振复位双开关正激变换器的研究 精品
谐振复位双开关正激变换器的研究摘要推荐了一种谐振复位双开关正激型变换器。
它不仅克服了谐振复位单开关正激变换器开关电压应力大和变换效率低的缺点，而且具有占空比可以大于50％的优点。
因此，该变换器可以应用于高输入电压、宽变化范围、高效率要求的场合。
对该拓扑的工作原理和特性进行了详细的描述。
最后通过实验证实了该拓扑的上述优点。
关键词谐振复位;双开关;正激变换器1概述谐振复位单开关正激变换器，如图1所示，是一种结构比较简单、应用十分广泛的变换器。
它通过谐振电容上的电压对变压器进行复位，该复位电压可以大于输入电压，因此，该变换器的占空比可以大于50％，适合于宽输入范围的场合。
但和通常的单开关正激变换器一样，它的开关电压应力比较大，是输入电压的2倍左右，用于较高输入电压的场合有一定的困难。
另外，每次开关开通之前，上电压为输入电压，在开通时，不仅将的寄生电容上的能量22消耗在开关上，同时也将上的能量22消耗在上。
而又是外并的谐振电容，其值可能远远大于开关的寄生电容，所以，可以认为该变换器的等效开关损耗大大增加，效率将会受到严重影响。
双开关正激变换器克服了主开关电压应力大的缺点，它每个开关的电压应力等于输入电压，是单开关正激的一半左右，适用于高压输入场合。
而且双开关正激变换器是利用输入电压给变压器进行复位，结构上也比较简单，激磁能量和漏感能量回馈到输入侧，转换效率比较高。
因此，这种双开关正激拓扑被广泛地应用于工业界，不仅仅是高压输入场合。
但是，这种双开关正激变换器有它的突出缺点，即只能工作在占空比小于50％的状态，所以，不适合用在变换范围非常宽的场合。
本文推荐了一种谐振复位双开关正激变换器，它综合了单开关谐振正激和双开关正激的优点，不仅可以工作在占空比大于50％的状态，而且又采用双开关结构，大大减小了开关的电压应力。
因此，该变换器适用于高电压输入、宽变化范围的场合。
范文先生网收集整理2工作原理谐振复位双开关正激变换器的电路如图2。
一种新型谐振磁复位的单端正激变换器设计
＠
２ ０ １ ３ Ｓ ｃ ｉ ． Ｔ ｅ ｃ ｈ ． Ｅ ｎ ｇ ｒ ｇ ．
一
种新型谐振磁复位的单端正激变换器设 计
张 涌 萍 肖 波
（ 广东食 品药 品职业学院 ， 广州 ５ １ ０ ５ ２ ０ ）
摘
要
介绍 了一种通过变压器励磁电感 与其 并联 的电容 实现谐振磁复位 的正激变换器 ， 通过适 当设 计主 电路参数 ， 在不 同
大 值
边变 比 Ｎ ＝０ ． ２ ４ ４ ７ 。 ２ ． １ ． ２ 变压 器绕组 匝数 计 算
取２ １ Ｖ， 输 出电压最
振， 激磁 电流减小甚至反向， 变压器复位。 为 降低变
取５ ６ Ｖ， 最 大 占空 比 Ｄ 取０ ． ７ ５， 得 原 副
压器的最大工作磁密 Ｂ ， 实现一 、 三象 限工作 ， 谐振
２ 主 电路 设计
２ ． １ 变 压器 设计
ＡＢ ＝
Ｖ Ｉ Ｎ Ｍ Ｉ Ｎ Ｄ Ｍ Ａ ｘ
（ ７ ）
其中 胁取 １ ３ ５ ｋ Ｈ ｚ ， 得Ａ Ｂ＝ ０ ． ２ ２ ９ Ｔ 。
因采 用谐 振 复 位 ， 存在 双向激磁 ， 变 压 器 的最 大工作 磁 通密度 Ｂ Ｍ ｘ＜△ 曰。
图１ 所示的电路与一般单端正激 电路的工作原 理基本相 同， 不 同的是 复位 电路。该 电路 的原理简 单来说就是利用功率变压器 的励磁 电感 与功率开 关管的结 电容、 变压器 的外接并联 电容 自 激振荡来
实 现磁复 位 的 。 当功 率管 关断 后 ， 变 压 器 中 的励 磁 能 量 向 与其 并 联的谐 振 电 容充 电 转 移 。 当励 磁 能 量 完 全 转 移 到谐 振 电容 后 （ 此 时励 磁 电 流 为零 ， 变 压 器 已经 复
正激变压器设计(内容清晰)
首先：正激变压器由于储能装置在后面的BUCK电感上，所以没有Flyback变压器那么复杂，其作用主要是电压、电流变换，电气隔离，能量传递等所以，我们计算正激变压器的时候，一般都是首先以变压次级后端的BUCK电感为研究对象的，BUCK电感的输入电压就是正激变压器次级输出电压减去整流二极管的正向压降，所以我们又称正激电源是BUCK的隔离版本。
首先说说初次级匝数的选择：以第三绕组复位正激变压器为例，一旦匝比确定之后，接下来就是计算初次级的匝数，论坛里有个帖子里的工程师认为，正激变压器在满足满负载不饱和的情况下，匝数越小越好。
其实这是个误区，匝数的多少决定了初级的电感量（在不开气隙，或开同样的气隙情况下），而电感量的大小就决定了初级的励磁电流大小，这个励磁电流虽不参与能量的传递，但也是需要消耗能量的，所以这个励磁电流越小电源的效率越高；再说了，过少的匝数会导致del tB变大，不加气隙来平衡的话，变压器容易饱和。
无论是单管正激还是双管正激，都存在磁复位的问题。
且，都可以看成是被动方式的复位。
复位的电流很重要，太小了，复位效果会被变压器自身分布参数（主要是不可控的电容，漏感）的影响。
复位电流是因为电感电流不能突变，初级MOSFET关断之后，初级绕组的反激作用，又复位绕组跟初级绕组的相位相反，所以在复位绕组中有复位电流产生复位电流关系到磁芯能否可靠的退磁复位，其重要性不言自喻；当变压器不加气隙时，其初级电感量较大，复位电流自然就小。
但在大功率的单管正激和双管正激的实际应用中，往往需要增加一点小小的气隙，否则设计极不可靠，大功率的电源，一次侧电流很大,漏感引起的磁感应强度变化，B=I*Llik/nAe,就大，加气隙是为了减小漏感Llik.正激的占空比主要是取决于次级续流电感的输入与输出，次级则就是一个BUCK电路，而CCM的BUCK线路Vo=Vin*D，跟次级的电流无关Vo=Vin*DVo:输出电压，Vin：BUCK的输入电压，即正激变压器的输出电压减去整流管的正向压降，D：占空比在此，输出电压是已知的我们只要确定一个合适的占空比，就可以计算出BUCK 电感的Vin，也就是说变压器的输出电压基本就定下来了在这特别要提醒大家，占空比D的取值跟复位方式有很大的关系，建议D的取值不要超过0.5正激变压器加少量气隙能将电-磁转换中的剩磁清空,磁芯的实际利用率增加,同时增加的一点空载电流在大功率电流中所占比例较小,效率不会受到太大影响,这样可以让变压器不容易饱和,电源的可靠性增加,同时可以减少初级匝数,变压器内阻降低,能小体积出大功率.加气隙也相当于增大了变压器磁芯,但实际好处(特别是抗饱和能力)是胜于加大磁芯的.加气隙后,减小的电感量会被增加的磁芯利用率补回来,而且有余,是合算的不用担心.复位绕组的位置问题，是跟初级绕组近好呢，还是夹在初次级之间好？如果并绕，当然跟初级的耦合是最好的，但对漆包线的耐压是个考验！当然这不至于直接击穿。
正激变换器设计
正激变换器通常使用无气隙的磁芯，电感值较高，初次级绕组峰值电流较小，因而铜损较小，开关管峰值电流较低，开关损耗较小，其高可靠高稳定性使得其在很多领域和苛刻环境得到应用.下面举例给大家分享下对正激变换器的设计方法：规格：输入电压Vin=400V（一般在输入端会有CCM APFC将输入电压升压在稳定的DC400V左右）输出电压Vout=12V输出功率Pout=1200W效率η=85%开关频率Fs=68KHz最大占空比Dmax=0.35第一，选择磁芯的材质选择高μ低损，高Bs材质，一般常采用TDK PC40或同等材。
因为正激电路的磁芯单向磁化，要让磁芯不饱和，磁芯中的磁通密度最大变化量需满足ΔB<Bs-Br,得ΔB=390-55=335mT,但实际应用中由于温度效应和瞬变情况会引起Bs和Bs的变化，导致ΔB的动态范围变小而出现饱和，因此，设计时需保留一定裕量，通常取60%~80%（Bs-Br）, ΔBc选得过高磁芯损耗会增加，易饱和，选得过小会使匝数增加，铜损增大，产品体积增大，通常选择60%（Bs-Br），则最大磁通变化量ΔB=（390-55）*0.6=201mT,即0.201T因为正激电路的磁芯单向磁化，要让磁芯不饱和，磁芯中的磁通密度最大变化量需满足ΔB<Bs-Br,得ΔB=390-55=335mT,但实际应用中由于温度效应和瞬变情况会引起Bs和Bs的变化，导致ΔB的动态范围变小而出现饱和，因此，设计时需保留一定裕量，通常取60%~80%（Bs-Br）, ΔBc选得过高磁芯损耗会增加，易饱和，选得过小会使匝数增加，铜损增大，产品体积增大，通常选择60%（Bs-Br），则最大磁通变化量ΔB=（390-55）*0.6=201mT,即0.201T第二，确定磁芯规格根据公式AP=Aw*Ae=(Ps*104)/(2ΔB*Fs*J*Ku)其中:Aw为磁芯的铜窗口截面积（cm2），Ae为磁芯的有效截面积（cm2），Ps为变压器的视在功率（W），J为电流密度（A），Ku为铜窗口占用系数对正激变换器，视在功率Ps=Pout/η+Pout电流密度J根据不同的散热方式取值不同，一般采用300~600A/cm2,此处考虑到趋肤效应采用多股纱包线，取600A/cm2铜窗口占用系数Ku取0.2ΔB=0.20T，J=600A/cm2,Ku=0.2代入公式得AP=[(1200/0.85+1200)*104]/(2*0.201*68*103*600*0.2)=7.962cm4查磁芯规格书，选用磁芯ETD49,第三，计算匝比、匝数1. 根据公式N=Np/Ns=Vin/Vout=(Vin*Dmax)/(Vo+Vf)其中Vf为输出二极管正向压降，取0.8V得匝比N=（400*0.35）/(12+0.8)=10.9375,取匝比N=11验算最大占空比Dmax，最大占空比Dmax=N(Vout+Vf)/Vin=11*(12+0.8)/400=0.3522. 根据公式Np=Vin*Ton/(ΔB*Ae)导通时间Ton=Dmax*Ts,周期Ts=1/Fs*106得初级匝数NP=[Vin*Dmax*(1/Fs*106)]/(ΔB*Ae)={400*0.352*[1/(68*103)*106]}/(0.201*213)=48.3 6Ts,取49Ts3. 次级匝数Ns=Np/N=49/11=4.45Ts4. 取次级匝数Ns=5Ts验算初级匝数Np,初级匝数Np=Ns*N=5*11=55Ts考虑到输入电压较高，采用双管正激比采用单管正激可以大幅减小MOS的电压应力，无需消磁绕组。
正激式变换器(正激开关电源)的设计实例
正激式变换器(正激开关电源)的设计实例作为功率变压器的一个设计实例，下面我们将设计正激式变换器中的变压器。
显然，这种变压器也不是用于我们的buck变换器中。
现在，我们考虑设计要求：输入电压为直流48V(简便起见，不需要考虑进线电压的波动范围)，输出电压为5V，功率100W，开关频率为250kHz，基本电路图如图所示。
容易得到，输出电流为100W／5V=20A。
这个电流值是比较大的，为了减少绕组电阻，副边的线圈匝数应该尽量取小。
这意味着取变比(原边匝数除以副边匝数)的时候，副边最少匝数取为1。
我们来看看变比为整数时会出现什么问题。
1 匝数比=1：1匝数比=1：1，即原边与副边的匝数相等。
当开关导通时，48V输入电压全部加在变压器的原边。
同样，副边也得到48V的电压(忽略漏感)，并加于续流二极管两端。
实际上，具有低通态电压的肖特基功率二极管其最大阻断电压为45V左右。
48V的电路中，至少要采用电压为60V的器件，如果电压有过冲或者输入电压有波动，那么要求采用更高电压的器件。
二极管的反向阻断电压越高，其通态电压也越高，变换器的效率将会降低。
在低输出电压的变换器中，整流二极管的通态电压是一个常见的问题。
原因很明显：电感中的电流要么流过整流二极管，要么流过续流二极管，无论哪种情况，在二极管中总会产生一个大小为VfI的损耗。
二极管的损耗使变换器效率进一步下降。
这部分功率不在总功率V outI之中。
解决这个问题的唯一方法是采用同步整流器，但是其驱动非常复杂(同样的道理，当输出Vout降到3.3V，甚至更低时，必须使用同步整流器)。
不管怎么样，对于一个高效率的变换器而言，如果不采用同步整流器，1：1的变压器匝数变比不是一个很好的选择(对我们的例子而言)。
2 匝数比=2：1这时原边匝数是副边的2倍，所以加在原边的电压为48V，副边和二极管上的电压为24V，可以使用肖特基功率二极管。
正激式变换器占空比近似为DC=V out／Vsec=5V／24V=21％(忽略肖特基功率二极管的通态电压Vf)。
基于LM5020的高频反激变换器设计
基于LM5020的高频反激变换器设计孙兵，石玉，朱海（电子薄膜与集成器件国家重点实验室，四川成都，610054）摘要简要介绍了LM5020的工作特点，并利用LM5020设计了一款1.2MHZ的小功率反激DC/DC模块，分析了高频下反激电源设计中出现的问题，总结了影响高频反激变换器工作性能的各种参数。
关键词反激，DC/DC，高频1．引言现代工业生产对电源体积的要求是越来越小，而在一个电源变换器系统中，磁性元器件与电容占据了相当一部分体积，提高电源系统的工作频率可以有效的减小磁性元器件与电容的体积，但随之带来了开关损耗过大，电路寄生参数对性能影响严重等问题[1]。
目前国内主流电源厂商生产的DC/DC电源模块频率集中在500KHZ以下。
本文介绍了一款由LM5020控制且工作于1.2MHZ的反激变换器，功率密度达到50W/in3，比国内相同指标产品提高了一倍。
从实验与仿真两方面分析了高频下寄生参数对于变换器电路工作性能的影响，为进一步提高开关频率，缩小电源体积提供了一个实验向导。
2．LM5020简介LM5020是NS生产的一款电流型PWM控制芯片，它主要包括高频振荡、误差比较、电流取样比较、脉宽调制锁存、欠压锁定、软启动、过温保护等功能电路。
它分为两种型号：LM5020-1和LM5020-2，其中LM5020-1最大占空比为80%，LM5020-2为50%，其他参数一致。
图1LM5020内部结构图本实验中选用的是LM5020-1，启动电压为13V。
LM5020有10个引脚，1脚为电源输入端，2脚接电压反馈信号，3脚为误差放大器补偿端，4脚为驱动供电端，5脚为驱动输出端，6脚为接地端，7脚为欠压关断，关断电压为1.25V，8脚接电流检测信号，9脚外接定时电阻RT，用来设置振荡器的频率，10脚为软启动。
其内部结构框图和引脚图如图1所示。
3.采用LM5020的反激式开关电源指标与相关参数设计3.1开关电源的设计指标表1电路指标3.2主要器件参数3.2.1输入电容考虑低压输入时的情况，一个周期内，变压器能量全部由电容提供，且电容电压只下降5%，由此可以计算出输入电容的取值。
正激变换器工作原理及几种复位方式共28页文档
6、法律的基础有两个，而且只有两个……公平和实用。——伯克 7、有两种和平的暴力，那就是法律和礼节。——歌德
8、法律就是秩序，有好的法律才有好的秩序。——亚里士多德 9、上帝把法律和公平凑合在一起，可是人类却把它拆开。——查·科尔顿 10、一切法律都是无用的，因为好人用不着它们，而坏人又不会因为它们而变得规矩起来。——德谟耶克斯
46、我们若已接受最坏的，就再没有什么损失。——卡耐基 47、书到用时方恨少、事非经过不知难。——陆游 48、书籍把我们引入最美好的社会，使我们认识各个时代的伟大智者。——史美尔斯 49、熟读唐诗三百首，不会作诗也会吟。——孙洙 50、谁和我一样用功，谁就会和我一样成功。——莫扎特
- 1、下载文档前请自行甄别文档内容的完整性，平台不提供额外的编辑、内容补充、找答案等附加服务。
- 2、"仅部分预览"的文档,不可在线预览部分如存在完整性等问题,可反馈申请退款(可完整预览的文档不适用该条件!)。
- 3、如文档侵犯您的权益，请联系客服反馈,我们会尽快为您处理(人工客服工作时间：9:00-18:30)。
电力电子应用课程设计班级电气3113 学号 1111221129 姓名姜飞虎专业电气工程及其自动化系别电气工程系指导教师陈万丁卫红淮阴工学院电气工程系2014年6月前言电力电子技术中，高频开关电源的设计主要分为两部分，一是电路部分的设计，二是磁路部分的设计。
相对电路部分的设计而言，磁路部分的设计要复杂得多。
磁路部分的设计，不但要求设计者拥有全面的理论知识，而且要有丰富的实践经验。
在磁路部分设计完毕后，还必须放到实际电路中验证其性能。
由此可见，在高频开关电源的设计中，真正难以把握的是磁路部分的设计。
高频开关电源的磁性元件主要包括变压器、电感器。
为此，本文将对高频开关电源变压器的设计，特别是正激变换器中变压器的设计，给出详细的分析，并设计出一个用于输入48V(36～75Vdc)，输出5Vdc/10A的正激变换器的高频开关电源变压器。
一、设计目的通过本项目分析设计，加深学生对单管直流/直流变换电路的理解，掌握一般小功率DC/DC变换器主电路工作原理及相应控制方法，熟悉正激变换器中变压器复位的基本原理及相应的复位方式，熟悉开关电源中的磁性元件的设计方法；输入：36～75Vdc，输出：5Vdc/10A二、设计任务1、分析谐振复位正激电路工作原理，深入分析功率电路中各点的电压波形和各支路的电流波形；2、根据输入输出的参数指标，计算功率电路的关键器件电压电流等级，并选取实际功率器件，设计正激变换器中脉冲变压器，包括原副边绕组匝数计算，导线选取，磁芯选择等。
3、焊接电路板，并调试。
三、总体设计3.1开关电源的发展开关电源被誉为高效节能电源，代表着稳压电源的发展方向，现已成为稳压电源的主流产品。
开关电源分为DC/DC和AC/DC两大类。
前者输出质量较高的直流电，后者输出质量较高的交流电。
开关电源的核心是电力电子变换器。
按转换电能的种类，可分为直流-直流变换器（DC/DC变换器），是将一种直流电能转换成另一种或多种直流电能的变换器；逆变器，是将直流电能转换成另一种或多种直流电能的变换器；整流器是将交流电转换成直流电的电能变换器和交交变频器四种。
开关电源的高频化是电源技术发展的创新技术，高频化带来的效益是使开关电源装置空前的小型化，并使开关电源进入更广泛的领域，特别是在高新技术领域的应用，推动了高新技术产品的小型化、轻便化，另外开关电源的发展与应用在节约资源及保护环境方面都具有深远的意义。
3.2 DC/DC变换器的基本拓扑3.2.1 概述直流变换器按输出与输入间是否有电气隔离可分为两类：没有电气隔离的称为不隔离的直流变换器，有电气隔离的称为有隔离的直流变换器。
有隔离的变换器可以实现输入与输出间的电气隔离，通常采用变压器隔离，变压器本身具有变压的功能，有利于扩大变换器的应用范围。
变压器的应用还便于实现多路不同电压或多路相同电压的输出。
3.2 .2 电路拓扑变换器的电路拓扑多达上百种，包括降压式(Buck)变换器、升压式变换器、升降压式变换器、Cuk变换器、Zeta变换器、Sepic变换器、正激变换器、反激式变换器、推挽式变换器、半桥式变换器、全桥变换器等。
在进行变换器的设计工作之前，首先要选择电路拓扑。
这是一件非常重要的工作，其他所有的设计选择、元器件选择、磁芯元件设计、环路补偿等等都取决于它。
如果电路拓扑发生改变，这些也必须随着改变。
本课题要求研究降压式正激变换器，正激变换器具有电路结构简单、输入输出电压隔离、可以多路输出等优点，广泛应用在中小功率变换场合。
(1) 降压式(Buck)变换器降压式变换器是一种输出电压等于或小于输入电压的单管非隔离直流变换器。
具有电路简单，调整方便，可靠性高；对功率晶体管及续流二极管耐压的要求低；电源带负载能力强，电压调整率好等优点。
但在这种电路中，功率晶体管和负载直接与整流电源串联，故万一晶体管被击穿时，负载两端的电压便升高到整流电源电压，负载会因承受过电压而损坏。
(2) 正激变换器正激式变换器实际上是在降压式变换器中插入隔离变压器而成，变压器的引入，不仅实现了电源侧与负载侧间的电气隔离，也使该变换器的输出电压可以高于或低于电源电压，还可实现多输出。
而Q 的占空比可在比较合理的范围内变化，通常选择在0.45上下变化，这时在同样输出功率下，Q 的计算功率较小。
这种变换器的优点是：可方便地实现交流电网和直流输出端机架之间的隔离；能方便的实现多路输出。
在占空比的变化范围不能改变的情况下，可方便地通过改变高频变压器的匝比，使之满足交流电网电压在一定范围内变化时能稳压的要求。
四、器件选择4.1变压器在开关电源中的变压器其主要的目的是传输功率，将一个将电源的能量瞬时地传输到负载。
此外，变压器还提供其他重要的功能：(1)通过改变初级与次级匝比，获得所需要的输出电压； (2)增加多个不同的匝数次级，获得不同的多路输出电压；(3)为了安全，要求离线供电或高压和低压不能共地，变压器方便地提供安全隔离。
在正激变换器中，变压器的主要作用不是储存能量而是纯粹的变压功能(即对输入电压进行升压或降压)。
需要综合考虑占空比和匝比来进行设计。
虽然储能能力常常是选择电感器的主要依据，但变压器储能仅是单纯的励磁能量，与负载电流无关，只随输入电压的变化而变化。
确保变压器复位也是一个问题，它限制了变压器的占空比要保持低于0.45。
本设计要求输入电压为直流48V,波动值为36V-75V,输出电压为5V ，输出电流为10A,功率要求为50W 。
变压器输入输出电压关系式为：120N N DU U i ⨯=一般选择占空比D 为0.45,则N2/N1=25:108.所以为了使变压器在输入电压波动范围内都保持工作，因此变压器的匝比希望选择25:108。
下面计算变压器的参数：(1)确定最大磁感应强度考虑高温时饱和磁感应强度B S 会下降，同时为降低高频工作时磁芯损耗，工作最大磁感应一般为2000-2500G S 。
(2)根据输出功率选择磁芯 面积乘积的粗略预算公式：434)(cm fB K PoAeAw AP ⨯∆⨯==注：Ae----磁芯有效截面积； Aw ----线圈窗口面积； Po----输出功率(W)；B ∆----磁通密度变化量(T)；f----变压器工作频率（HZ ）； k----正激变化器中值为0.014；代入公式得：4343148.0)1010015.0014.050(cm AP =⨯⨯⨯= 查附表1选择P 型2616的磁芯，A e ＝0.948mm 2，A w =0.407mm , V e =3.53cm 3，,P=123.5W,f=200KHZ 。
查附表2得到磁芯尺寸（mm ）：d1=25.5, d2=21.2, d3=11.5，d4=5.4，h1=16.0,h2=11.0,a=18.0,b=3.8,Ie=37.6mm,I/A=0.4mm -1。
(3)计算副边匝数 周期5101-==fT S,最大占空比为0.45， t on =4.5×10-6S计算输出电压加上满载时二极管和次级IR 压降：V U 4.54.05'0=+=由电磁感应定律可得：∆Φ=2'0N T U355.210948.015.0105.44.5104.5466'02≈=⨯⨯⨯⨯=⨯∆B ⨯=∆Φ=---e A T U N(4)计算原边匝数变压器输入输出电压关系式为：120N N DU U i ⨯= 所以 12N N ≥ minmax '0Ui D U=3645.04.5⨯= 2.164.5≈0.333由变压器的性质得：21N N n =则 865.755.22.164.521≈=⨯=⨯=N n N 如果取5匝，将大大增加了伏/匝、磁感应变化量和磁芯损耗。
如果取6匝，减少了磁芯损耗，但是增加了线圈损耗。
因为以上结果接近5匝，选取5匝。
此时由ND U U IN ⨯=0,'D =0.32。
(5)副边电流有效值为：A =⨯=⨯=66.532.010'02D I I(6)原边电流有效值为：()A =+⨯⎪⎪⎭⎫⎝⎛⨯=57.305.011221N N I I(7)选择线径：根据导线的电流密度J=4A/mm 2， 所以原边绕组所选截面积为：J I 1 =3.57/4 = 0.8925 mm 2副边绕组所选截面积约为：JI 2 =5.66/4 = 1.415 mm 24.2 电感电感常为储能元件，其特点是流过其上的电流有很大的惯性，换句话说，由于磁通连续性，电感上的电流必须是连续的，否则将产生很大的电压尖峰波。
它是磁性元件，存在磁饱和的问题。
在开关电源中有一个不可忽视的问题，电感的绕线所引起两个分布参数的现象。
其一是绕线电阻，这是不可避免的，其二是分布式杂散电容，随绕制工艺、材料而定。
由于是直流电感， MPP （钼坡莫合金磁粉芯）或者铁粉芯是比较适合的。
为了做到小体积，选择MPP ，rI f D V L c on ⨯⨯⨯=*其中0V V V inr on -=inrV V D 0*=, I C =D I -10因此L=H =⨯⨯⨯μ72.24.071.141032.055电感值为5.44H μ，直流电流为10A ，储能为mJ 272.000272.0102=⨯。
根据电流有效值选择导线的线径，因为A =⨯==66.532.0100D I I ，所以选择导线的截面积约为1.415 mm 2，电流较大时，仍需采用多股并绕，但由于电感中的交流成分较小，必要时可选用较粗的导线绕制。
4.3 电容由经验公式得:1%U0 = △IWC1 即 1%U0 = △IfCπ21所以 C = U f 0%12I⨯∆π==⨯U f 0001.02.30I π1001.05014.32103.0⨯⨯⨯⨯⨯=0.0956F4.4 电阻R=Ω==5.0105I V 4.5二极管D1为整流二极管、D2为续流二极管。
其所承受的电压为相等，为：V N N V V in8.2821==电流分别为：A =⨯==66.532.01001D I I DA =⨯=-=25.868.010102D I IDD3为复位二极管。
其电流、电压如下V V D 483=A ==57.313I IDD1选用5EQ100类型的二极管，D2 、D3选用10YQ045类型的二极管。
4.6 开关管开关电源中所出现的故障中约百分之六十是功率开关管损坏引起的。
开关电源中采用的开关管是MOSFET 管，有些还采用IGBT 管以及GTO 管。
IGBT 主要用在高功率大输出的场合，GTO 主要用于中功率较小输出的场合，而MOSFET 主要用于小功率小输出的场合，该设计是50W 谐振复位正激变换器的设计，输出功率只有50W ，输入电压为48伏，输出电压为5伏，为小功率小输入小输出，因此在此处采用MOSFET 管已经足够。