3843控制的反激变换器
基于UC3843的反激式开关电源设计【毕业设计+开题报告+文献综述】
本科毕业设计开题报告电子信息工程基于 UC3843 的反激式开关电源设计一、综述本课题国内外研究动态，说明选题的依据和意义伴随着计算机和电子技术的高速发展，电子设备的越来越小型化以及低成本化，这促使电源朝着轻、薄、小和高效率的方向发展。
上个世纪 50 年代，美国宇航局就以小型化、重量轻为目标，为搭载火箭设计了开关电源。
在将近半个多世纪的发展过程中，开关电源由于具有体积小、重量轻、效率高、发热量低、性能稳定等优点从而逐渐取代传统技术制造的连续工作电源，并在电子整机与设备中得到了广泛的应用。
开关电源是采用功率半导体器件作为开关，通过调整开关的占空比控制输出电压，以功率晶体管（GTR）为例，在开关管饱和导通时，集电极和发射集两端的压降近似零；在开关管截止时，其集电极电流为零。
所以它的功耗小，效率可以高达70%~95%。
由于功耗很小，所以散热器也随之减小。
开关型稳压电源是直接对电网电压进行整流，滤波，调整，然后再由开关调整管来进行稳压，不需要电源变压器。
而且开关工作频率为几十千赫，滤波电容、电感器的数值很小，所以，开关电源就具有质量轻、体积小等优点，此外，由于开关电源的功耗小，机内温升较低，提高了电源的稳定性和可靠性。
在 20 世纪 80 年代，计算机已经全面实现了开关电源化，领先完成了计算机的电源换代。
在 20 世纪 90 年代，开关电源广泛的应用于电子、家电领域，开关电源进入了蓬勃发展时期。
到 21 世纪初，全世界开关电源的市场规模已经达到了 166 亿美元。
在我国，改革开放后，由于通信、家电等领域的迅猛发展，推动了电源市场的发展。
预计中国开关电源市场总额在 70 亿元人民币以上。
开关电源的基础是电力电子技术，它运用了功率变换器把电能进行变换，经过变换的电能就可以满足各种用电的要求。
由于其高效节能可以给我们带来巨大的经济效益，所以得到了社会各方面的重视从而能够得到推广。
开关电源的发展取决于各方面的因素。
基于uc3843控制的充电器电路设计
本科毕业设计(论文) 中文题目：基于UC3843控制的充电器电路设计英文题目：THE CHARGER CIRCUIT DESIGN BASED ON UC3843 CONTROL毕业设计（论文）原创性声明和使用授权说明原创性声明本人郑重承诺：所呈交的毕业设计（论文），是我个人在指导教师的指导下进行的研究工作及取得的成果。
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基于UC384_系列芯片的反激稳压电源的设计和分析_李海龙
度 ,通常取 200～300 A / cm2 ;η为变压器的转换效
率 ; Km 为窗口填充系数 ,一般为 0. 2 ～0. 4; Kc 为 磁芯的填充系数 ,对于铁氧体 Kc = 1. 0。
根据求得的 Ap 值选择余量稍大的磁芯 ,一般 尽量选择窗口长宽之比较大的磁芯 ,这样磁芯的
窗口有效使用系数较高 ,同时可以减少漏感 。
3. 2 变压器原边电感量 L p
Lp
= Um inDC Dmax Ts Ip k
式中 : Ts 为开关管的周期 ( s) ; Lp (H ) 。
3. 3 变压器的气隙 lg
lg
=
0.
4πLp
AeB2
Ip2k
式中 : Ae 为磁芯的有效截面积 (mm2 ) ; B 为磁芯 工作磁感应强度 ( T) ; Lp (H ) , Ipk (A ) , lg (mm ) 。 3. 4 变压器磁芯
1 UC3843 系列芯片介绍
UC3843 系列是美国 Unitrode公司生产的一 种高性能单端输出式电流控制型脉宽调制器芯 片 ,由该集成电路构成的开关稳压电源与一般的 电压控制型脉宽调制开关电源相比具有过流限 制 、过压保护和欠压锁定等优点 。其主要功能有 :
①精确的恒流源控制振荡器 ,可精确控制占 — 42 —
UC3843 的 2 脚是内部放大器的反向输入 端 , 1脚是放大器的输出端 。通常在使用 UC 3842 做开关电源的驱动时 ,都是在 UC384 3 的 1、2 脚 之间加 RC网络及光耦 、431等作为电源的反馈控 制回路 。当输出端出现变化时 ,要依靠 431,光耦 的反馈信号进入放大器 2 脚 ,然后由误差放大器 把这个反馈信号电压与 UC3843 内部的 2. 5 V 基 准比较 ,将其之差进行高增益的放大 ,去精确的控 制导通占空比 。
uc3843中文资料 (2)
UC3843中文资料简介UC3843是一种高性能固定频率电流模式PWM控制器。
它是专为开关电源和DC-DC转换器设计的，可提供快速且精确的响应。
UC3843在广泛的电源和应用中得到了广泛的应用，具有可靠性高、性能优越等特点。
本文档将详细介绍UC3843的特性、应用领域、电路原理和参数规格等相关信息。
特性1.工作电压范围：8V - 35V2.最大输出频率：500kHz3.可调或固定输出电压4.可调或固定输出电流5.内部电流检测和保护功能6.过温度保护7.低功耗待机模式应用领域UC3843广泛应用于以下领域：1.开关电源2.DC-DC转换器3.逆变器4.电池充电器5.照明系统6.电动机驱动器电路原理UC3843采用了固定频率PWM控制方式，通过周期性的开关MOSFET来控制电源输出。
其基本电路原理如下：UC3843基本电路原理图•Vin为输入电源电压，通常为DC电压•Vref为参考电压，可以通过外部电路调整来控制输出电压或电流•COMP为比较器输入引脚，用于比较反馈信号和参考电压的大小•PWM为PWM信号输出引脚，用于控制开关MOSFET的开关状态•Feedback为反馈信号输入引脚，用于监测输出电压或电流UC3843通过不断比较反馈信号和参考电压的大小，动态调整PWM信号的占空比，以达到稳定输出的目的。
同时，UC3843还具有内部电流检测和保护功能，可以保护电源和负载免受过电流的影响。
参数规格UC3843的主要参数规格如下：参数典型值工作电压范围8V - 35V输出频率范围100kHz - 500kHz输出电压范围0V - 30V输出电流范围0A - 3A参考电压 2.5V最大工作温度125°C待机模式静态功耗（最大）5mA使用注意事项在使用UC3843时，应注意以下事项：1.请严格按照UC3843的电气参数和工作条件进行设计和使用，避免超过其额定数值范围。
2.请注意电路的散热和绝缘设计，确保电路稳定、安全。
电源控制芯片UC3843介绍
10
应用原理1
Adobe Acrobat 7.0 Documentຫໍສະໝຸດ 图 3.4 DC公司交流电源
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应用原理2
Microsoft Word 文档
图 3.5 直流电源
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谢 谢！
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应用介绍5
隔离输出应用
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UC3843和UC3844对比
1、工作电压： UC3842和UC3844低压锁定门限：16V通，10断； UC3843和UC3845工作电压更低： 8.5V通，7.6断。 2、最大占空比： UC3842和UC3843最大占空比：96％； UC3844和UC3845最大占空比：50％。
电源控制芯片UC3843介绍
黄子轩 2009-6-26
1
UC3843
UC384X是高性能电流模式控制器，专为离线式 和DC-DC电源变换器应用而设计。
2
内部框图
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管脚功能介绍
4
应用介绍1
外部时钟同步
5
应用介绍2
外部时钟同步
6
应用介绍3
增加RC滤波器消除尖脉冲引起的不稳定
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应用介绍4
串联栅极电阻，防止栅源引线电感引起的寄生振荡
基于UC3843的高效DC-DC升压电路设计
基于UC3843的高效DC-DC升压电路的设计***摘要：这是基于UC3843芯片的DC-DC转换器。
系统实质是一个振荡电路，在输入电压为8-13V的情况下，将输入电压通过整流滤波电路，将输出电压与基准电压的比较信号，输入UC3843芯片进行处理，控制NMOS的开断，从而实现直流升压并保证输出电压的稳定，经过稳压后，该电源可输出16V和19V两档的电压，经过实际测试，符合可编程序控制器专用电源的标准。
这种转换电能的方式，不仅应用在电源电路，广泛应用于现代电子产品。
开关电源从小、薄、轻的角度，优越于传统电源，特别是在如液晶显示器的背光电路、日光灯的驱动电路等。
0 引言现代电子器件课程设计题目是要我们做一个DC-DC升压电路，其实也就是做一个稳压电源，综合我国的现状来看，有比较古老的线性电源和相对来说比较新颖的开关电源。
其中开关电源具有工频变压器所不具备的优点，新型、高效、节能的开关电源代表着稳压电源的发展方向，因为开关电源内部工作于高频率状态，本身的功耗很低，电源效率就可做得较高，一般均可做到80%，甚至接近90%。
这样高的效率不是普通工频变压器稳压电源所能比拟的。
开关电源常用的单端或双端输出脉宽调制（PWM），省去了笨重的工频变压器，可制成几瓦至几千瓦的电源。
用于脉宽调制的集成电路很多，我们选择的是UC3843这个芯片。
1 系统原理框图设计根据课程设计的要求，系统输入采用8V-13V直流供电，输出为16V，19V两档可调设计。
电压输入系统后，经过滤波和升压模块达到要求的电压，再经过滤波和调挡模块输出要求的电压。
其原理框图如图1所示。
图1 系统原理框图2UC3843介绍2.1 UC3843的主要特性图2 UC3842-UC3845的外形图。
UC3843是近年来问世的新型脉宽调制集成电路，它具有功能全，工作频率高，引脚少外围元件简单等特点，它的电压调整率可达0.01%V，非常接近线性稳压电源的调整率。
开关电源3843
电压控制型开关电源会对开关电流失控，不便于过流保护，并且响应慢、稳定性差。
与之相比，电流控制型开关电源是一个电压、电流双闭环控制系统，能克服电流失控的缺点，并且性能可靠、电路简单。
据此，我们用UC3842芯片设计了一个电流控制型开关电源。
为了提高输出电压的精度，系统没有采用离线式结构，而采用直接反馈式结构。
本系统在设计上充分考虑了电磁兼容性和安全性，可广泛应用于工业、家电、视听和照明设备。
电流控制型开关电源的原理框图电流型控制是针对电压型控制的缺点而发展起来的，在保留了电压控制型的输出电压反馈控制部分外，又增加了一个电流反馈环节，其原理框如图1所示。
图1 电流控制型开关电源的原理框图电流控制型开关电源是一个电压、电流双闭环控制系统，内环为电流控制环，外环为电压控制环。
当U O变化导致UF变化，或I变化导致US变化时，都会使PWM电路的输出脉冲占空比发生变化，从而改变UO，达到输出电压稳定的目的。
电流型控制芯片UC3842UC3842是一块功能齐全、较为典型的单端电流型PWM控制集成电路，内包含误差放大器、电流检测比较器、PWM锁存器、振荡器、内部基准电源和欠压锁定等单元。
它提供8端口双列直插塑料封装和14端口塑料表面贴装封装，内部结构如图2所示。
图2 UC3842内部电路8端口双列直插塑料封装的UC3842各管端口功能简介。
①端口COMP是内部误差放大器的输出端。
②端口VFB是反馈电压输入端，与内部误差放大器同相输入端的+2.5V基准电压进行比较，产生误差电压，控制脉冲的宽度。
③端口ISENSE是电流传感端。
在应用电路中，在MOSFET的源极串接一个小阻值的取样电阻，将脉冲变压器的电流转换成电压并送入③端口，控制脉冲的宽度。
④端口RT/CT是定时端。
锯齿波振荡器的振荡频率f=1.8/（RT·CT），电流模式工作频率可达500kHz。
⑤端口GND是接地。
⑥端口OUTPUT是输出端，此端口为图腾柱式输出，驱动电流的峰值高达l.0A。
12V2.5A基于UC3843断续反激开关电源变压器设计AP法
基于UC3843 断续反激开关电源变压器设计AP 法2012年6月27日磁材：PQ2020≔622≔45.7≔27902≔65.82≔=⋅0.4084其它元器件参数：次级二极管压降≔0.8辅助绕组二极管压降≔0.7IC 工作电压≔13频率电阻、电容≔10≔2200≔=―――1.68⋅76.364开关电容基本规格最小输入电压≔75≔=−⋅‾‾21096.066最大输入电压≔270≔=⋅‾‾2381.838输入电压频率50输出电压≔12输出最大电流≔2.5效率≔%81输出最大功率≔=⋅30输入最大功率≔=―――37.037开关频率≔=76.364≔=――113.095≔0.45反激变压器中为了避免震荡，最大占空比一般小于0.5。
二、计算过程：1.1 计算开关电源需要的面积乘积值AP●变压器的设计原则及方法设计变压器主要有很两种方法：面积积AP 法AP ：磁芯截面积Ae 与线圈有效窗口面积Aw 的乘积。
PT-变压器的计算功率Ae-磁芯有效截面积Aw-磁芯窗口面积Ko-磁芯窗口利用系数，典型值为0.4Kf-波形系数，方波为4，正弦波为4.44Bw-磁芯的工作磁感强度Fs-开关工作频率Kj-电流密度系数，取395A/cm2X-磁芯结构系数，P107表3-8按照功率变压器的设计方法，用面积积AP 法设计变压器的一般步骤：1 .选择磁芯材料，计算变压器的视在功率；2. 确定磁芯截面尺寸AP ，根据AP 值选择磁芯尺寸；3. 计算原副边电感量及匝数；4. 计算空气隙的长度；5. 根据电流密度和原副边有效值电流求线径；6. 求铜损和铁损是否满足要求（比如：允许损耗和温升）为了防止磁芯的瞬间出现饱和，预留一定裕量，取Bm= ΔBmax*0.6=0.198T 取0.2T ≔0.2电流密度≔395――2窗口填充系数≔0.3变压器视在功率PT ：对于反激拓扑来说≔=+67.037计算AP ≔=――――――⋅⋅⋅0.374反为了适应突变的负载电流，把电源设计在临界模式：临界电流I0B=0.8×I0≔=⋅0.82三. 计算原、副边电感量及匝数,为了保证一直工作在非连续模式下，需要留一个0.1~0.2T 的死区时间1、匝比≔=⎛⎜⎝――――――――⋅⋅⎛⎝+⎞⎠⎛⎝−1⎞⎠⎞⎟⎠ 6.1412、次级峰值电流≔=――――⋅2⎛⎝−1⎞⎠7.2733、次级电感Ls≔=――――――――⋅⎛⎝+⎞⎠⎛⎝−1⎞⎠⋅12.6764、初级电感≔=⋅2477.978原、副边峰值电流5、计算连续模式时的副边峰值电流≔=+――――⎛⎝−1⎞⎠――28.1826、计算连续模式时的初级峰值电流≔=――1.3327、初级匝数≔=⎛⎜⎝―――⋅⋅⎞⎟⎠528、次级匝数≔=⎛⎜⎝――⎞⎟⎠99、辅助绕组匝数≔=⎛⎜⎝―――――⋅⎛⎝+⎞⎠⎛⎝+⎞⎠⎞⎟⎠10四、气隙计算：为了避免磁芯饱和，在磁回路中加入一个适当的气隙，计算如下：≔=――――⋅⋅20.441五、原、副边及辅助绕组的线径有两种方法：1、求裸线面积；2、求导线直径（J 电流密度取4A/mm2)10、原边有效电流≔=―――0.38611、原边线径大小：≔=⋅1.13‾‾‾‾‾――0.353用1根直径为0.4mm 的线并绕。
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看到一篇文章,220+-20%输入整流后为240-360
单端反激式电源中产生的反向电动势e=170v
则脉冲信号的最大占空比为170/(170+240)=41.5%
我记得反激最大占空比不是可以达到100%吗?可是如果用上面的式子是绝对小于1的
请高手指教
双管反激占空比可以大于50%,CCM下可以大于50%但是需要补偿.
常规我们说的反激最大也就在47%左右,不大于50%.
Dmax＝V or/(V or+VDCmin-Vds(ON))
其中,V or为反射电压,80~135V,常规下取默认值110V,至于为什么,请看书.自己推导一下变知. VDCmin指的是母线上最低直流电压,这个只与你的输入交流值有关.
Vds(ON)指的是开关管导通时开关管DS两端压降,在10V以下.与MOSFET的Rds以及你的负载有关,负载大的时候,这个压降会大一些,轻载的时候小一些.
所以,占空比怎么达到100%呢?
占空比还与选择开关管的耐压有关,有一些早期的反激电源使用比较低耐压开关管,如600V或650V作为交流220V 输入电源的开关管,也许与当时生产工艺有关,高耐压管子,不易制造,或者低耐压管子有更合理的导通损耗及开关特性,像这种线路反射电压不能太高,否则为使开关管工作在安全范围内,吸收电路损耗的功率也是相当可观的.实践证明600V管子反射电压不要大于100V,650V管子反射电压不要大于120V,把漏感尖峰电压值钳位在50V时管子还有50V的工作余量.现在由于MOS管制造工艺水平的提高,一般反激电源都采用700V或750V甚至800-900V 的开关管.像这种电路,抗过压的能力强一些开关变压器反射电压也可以做得比较高一些,最大反射电压在150V比较合适,能够获得较好的综合性能.PI公司的TOP芯片推荐为135V采用瞬变电压抑制二极管钳位.但他的评估板一般反射电压都要低于这个数值在110V左右.这两种类型各有优缺点:
第一类:缺点抗过压能力弱,占空比小,变压器初级脉冲电流大.优点:变压器漏感小,电磁辐射低,纹波指标高,开关管损耗小,转换效率不一定比第二类低.
第二类:缺点开关管损耗大一些,变压器漏感大一些,纹波差一些.优点:抗过压能力强一些,占空比大,变压器损耗低一些,效率高一些.
反激电源的反射电压还与一个参数有关,那就是输出电压,输出电压越低则变压器匝数比越大,变压器漏感越大,开关管承受电压越高,有可能击穿开关管、吸收电路消耗功率越大,有可能使吸收回路功率器件永久失效(特别是采用瞬变电压抑制二极管的电路).在设计低压输出小功率反激电源的优化过程中必须小心处理,其处理方法有几个:
1、采用大一个功率等级的磁芯降低漏感,这样可提高低压反激电源的转换效率,降低损耗,减小输出纹波,提高多路输出电源的交差调整率,一般常见于家电用开关电源,如光碟机、DVB机顶盒等.
2、如果条件不允许加大磁芯,只能降低反射电压,减小占空比.降低反射电压可减小漏感但有可能使电源转换效率降低,这两者是一个矛盾,必须要有一个替代过程才能找到一个合适的点,在变压器替代实验过程中,可以检测变压器原边的反峰电压,尽量降低反峰电压脉冲的宽度,和幅度,可增加变换器的工作安全裕度.一般反射电压在110V时比较合适.
3、增强耦合,降低损耗,采用新的技术,和绕线工艺,变压器为满足安全规范会在原边和副边间采取绝缘措施,如垫绝缘胶带、加绝缘端空胶带.这些将影响变压器漏感性能,现实生产中可采用初级
绕组包绕次级的绕法.或者次级用三重绝缘线绕制,取消初次级间的绝缘物,可以增强耦合,甚至可采用宽铜皮绕制.
关于反激电源的占空比,原则上反激电源的最大占空比应该小于0.5,否则环路不容易补偿,有可能不稳定,但有一些例外,如美国PI公司推出的TOP系列芯片是可以工作在占空比大于0.5的条件下.占空比由变压器原副边匝数比确定,本人对做反激的看法是,先确定反射电压(输出电压通过变压器耦合反映到原边的电压值),在一定电压范围内反射电压提高则工作占空比增大,开关管损耗降低.反射电压降低则工作占空比减小,开关管损耗增大.当然这也是有前提条件,当占空比增大,则意味着输出二极管导通时间缩短,为保持输出稳定,更多的时候将由输出电容放电电流来保证,输出电容将承受更大的高频纹波电流冲刷,而使其发热加剧,这在许多条件下是不允许的.占空比增大,改变变压器匝数比,会使变压器漏感加大,使其整体性能变,当漏感能量大到一定程度,可充分抵消掉开关管大占空带来的低损耗,时就没有再增大占空比的意义了,甚至可能会因为漏感反峰值电压过高而击穿开关管.由于漏感大,可能使输出纹波,及其他一些电磁指标变差.当占空比小时,开关管通过电流有效值高,变压器初级电流有效值大,降低变换器效率, 但可改善输出电容的工作条件,降低发热.
在反激变换器中,副边反射电压即反激电压V or与输入电压之和不能高过主开关管的耐压,同时还要留有一定的裕量Vspike.
反激电压由下式确定:
Vf=VMos-VinDCMax-Vspike,Vspike一般取值100~150V,这是一个余量.
反激电压和输出电压的关系由原、副边的匝比确定.所以确定了反激电压之后,就可以确定原、副边的匝比了.
Np/Ns=V or/V out
反激电源的最大占空比出现在最低输入电压、最大输出功率的状态,根据在稳态下,变压器的磁平衡,可以有下式:
VinDCMin•DMax=V or•(1-DMax)
这三个公式应该表述的很清楚了.这下大家也应该知道了我以前说反射电压一般取值默认110V 是怎么来的了.
开关管截至的时候,副边二极管导通,在副边绕组上的电压反射到原边变压器绕组,因此D脚高压,将是该反射电压V or跌价在电网整流滤波后的直流输入电压上,当电网电压上升到最高的时候,D 的直流电压接近最大值最坏的情况,即VDS= VDCMAX+V or.除此之外,截至瞬间的D上,还有一个尖峰VSPIKE.正如这两张图片中所示一样.
为了不使电压尖峰超出MOSFET额定最小的漏极击穿电压BVDSS,有时候也加一个钳位电路,也就是通常下钳位二极管和阻断反接二极管D,一般推荐用齐纳二极管取代通常的RC阻容钳位电路,是由于起始瞬间它能够更有效的钳制漏感储能.根据经验,齐纳二极管的钳位电压额定值VCLO,必须比反射电压VOR大50%,所以齐纳二极管只钳制漏感储能,而不阻碍从原边到副边的开关电流变化.
由于漏感和快速形成的副边电流影响,有必要设置的这个边界限制电压值.而不必降低钳位电压,因为部分储存在磁芯中的能量将传送到齐纳管,以免惊人地增大齐纳管的损耗.通常规范钳位齐纳管的额定电压VCLO,是工作在低电流值的室温下.高压齐纳管有较强的正温度系数,并且有纯电阻性能,因此在大电流和高温条件下,VCLO会明显增大.实验数据表明,VCLM高于规范的VCLO约40%.即定义VCLM＝1.4VCLO
所以选用齐纳二极管的时候就应当作出考虑.另外,串连在齐纳二极管电路的阻断二极管,由于它的正向恢复时间会引起电压尖峰,故增加20V的余量是必须的,所以综合考虑所有因素之后,D最大电压值应该为:
VD＝VDCMAX+(1.481.5*VOR)+20
所以100、115V AC电源,VACMAX＝132V,VDCMAX＝187V,选择350VMOSFET,得到90V钳位齐纳管电压,反射电压为60V,边界电压17V.同样道理,230VAC的时候,选用700V的MOSFET,同样道理,得到发射电压135V,留有25V的边界限制电压值.
所以,我说默认下取110V的反射电压VOR,指的是220V AC输入.
另外,等你做过项目之后你就会发现,其实,确实也不大需要严格推算一个所谓的窗口面积. 为什么?因为常规下的电源产品,当然,我要指出是常规的,普通的,用的磁心都差不多,材质也相差无几,各个磁心材料的公司都有那么一个表格,某材质,某芯,100K时候大概可以做到什么功率,比如ER28/28,100K下,普通PC40材质,可做到200W.这就够了.
另外,算出来的归算出来的,实际中进行调试的时候却是另外一回事情.
比如气隙.反激变换需要气隙,气隙需要研磨,你算出的是精确值,但是厂家限于设备,工艺的问题,会有一些差距.但是,气隙本来就很小,1mm的差距,极有可能使你的调试陷入僵局.因为能量,就存储在气隙之中,大了不好,小了也不行.这个时候,你就会觉得你的计算完全没有用处.
漏感,是变压器做好的时候就已经确定的.
占空比,却是随着系统工作的条件改变的.
当你的漏感变化时,我说的变化不是一只变压器,而是同一个产品中,不同批次的变压器,可能由于工艺的问题,设备的问题,漏感各不相同,但是对于任何一只变压器,既然做好了,漏感就是一个定值,一般好的变压器,漏感控制在5%以下.
漏感变化的时候,那么,我图中产生的漏感产生的尖峰的值也会变化.所以,根据我前面的描述,一些值也会相应的变化,但是,最大占空比不会相差甚远.
至于环路补偿,当你的占空比高于50%的时候就需要补偿了,不然系统会不稳定.
但是反激,常规下是不会大于50%的占空比的.一般47%就很高了.
只有双管的反激才会,但是双管反激有点复杂,据我所知,做的人不多.
环路补偿的原理,可以看看自动控制原理一书,关于零点极点的配置,相位裕度,相位补偿的理论.这个要是说下去,就没谱了,讲几十个帖子都讲不完.电源网有高手讲过的.可以搜索一下高手的帖子. 搞清这些之前,建议认真学习复变函数与积分变换,自动控制原理,尤其是传递函数.然后再来讨论这些问题.就会简单一些.。