有源箝位反激变换器的研

VLp
= Vin
Lp
Lp + Lleak
， Vleak
= Vin
Lleak Lp + Lleak
当峰值电流达到由反馈环产生的设置点，功率开关导通，磁化电流向滤波电容充电。漏
极电压增加到达到箝位电容两端电压 Vclamp 与输入电压 Vin 之和，此时上部开关体二极管开 始导通。值得注意的是，此时会有谐振过度现象，但是由于持续时间短，观察到的波形几乎
反激变换器在 DCM 和 CCM 模式时工作情况的比较：(1)耦合电感：DCM 模式比 CCM 模式电感量小得多，耦合电感的体积要小得多；(2)次级整流二极管的工作环境：DCM 模式 时在开关管再次开通前副边二极管电流已经下降到零，没有由二极管反向恢复引起的振铃现 象和 EMI 问题；(3)耦合电感的损耗：DCM 模式下电流峰值大，电流有效值大，因此线圈的 铜损要大于 CCM 模式。DCM 模式下，铁芯工作于第二类工作状态，电流峰值大，△B 较 大；反激变换器完全工作于 DCM 模式，由负载变化引起的占空比调节范围很大，使调节困 难，因此 DCM 一般用于负载变化小且小功率的场合。如果负载变化大则选择在 CCM 模式。
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1 反击变换器工作原理分析

图 1 单端反击变换器 Fig. 1 single-end fly-back converter
图 1 为单端反击变换器。在反激变换器中，耦合电感不但起到隔离变压器作用而且起到 储能电感的作用。耦合电感磁芯处于直流偏磁状态，为防止磁芯饱和需要开气隙，因此耦合 电感的初级电感值较小。根据耦合电感磁通的连续性，可以将反击变换器的工作模式分为电 流连续模式（CCM）、电流临界连续模式（BCM）和电流断续模式（DCM）[4]。
目前常用的箝位电路包括：有损 RCD 箝位电路，有源箝位电路，双晶体管、双二极管 箝位电路，LCD 箝位电路等。本文针对有源箝位电路的反击变换器进行分析研究，通过仿 真和实验验证了有源箝位电路的良好箝位效果。
基金项目：江苏省“六大人才高峰”资助项目（07-D-024），江苏省研究生培养创新工程（CX09B-114Z） 作者简介：宋鑫（1985-），男，在读硕士研究生，电力电子技术，控制理论. E-mail: songxin2323@
图 2 所示为加入了有源箝位电路的反激式变换器。该电路把一个电容的一头接到由 SW 组成的双向开关和二极管，另一头连接到滤波输出电源或参考地。其作用由 MOSFET 来控 制，该 MOSFET 是采用 N 或 P 沟道取决于复位电路。
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有源箝位反激变换器的研究#
宋鑫，牛洁茹*
（中国矿业大学信息与电气工程学院，江苏 徐州 221008） 摘要：本文介绍了单端反激变换器的工作原理，提出了一种有源箝位电路的设计方法，本箝 位电路结构简洁且易于实现。文中分析了该电路的工作原理，比较了在不同工作模式下的工 作情况。并用 MATLAB 仿真以及实验验证了有源箝位电路的有效作用，对死区对电压波形的 影响提出了分析。证明了此电路有效的降低了开关管的损耗，减少了对开关管的应力要求和 损害。 关键词：电源技术；反激变换器；有源箝位；SIMULINK
I2 peak
⎞ ⎟ ⎠
上式中，开关断开时的峰值电流可用控制器在导通时间结束时的峰值电流来近似。实际
上，假设有阻尼行为（欧姆损耗），最后的值与该值稍有不同。如果在上部开关断开期间电
流值太低，滤波电容电压不能适当地放电到零。峰值电流定义为：
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=
ioU
in
D
+
U
2 in
D
2
2L1 fs
−
L1io2 fs 2
其中 Pi 为变压器初级线圈初始电流产生的电功率，Pf 为能量反馈作用产生的电功率。
电感电流断续时，Uo/Ui 不仅与占空比 D 有关而且和负载电流 Io 的大小有关，设 VDTs
为副边电流导通的时间，由于在一个开关周期内铁芯磁通增量和减少量相等，电流断续模式
2 有源箝位电路分析设计
由于现在的电源设计对高效率和低成本的追求，有源箝位反激变换器目前大受欢迎。传 统双开关正激变换器难以满足新电源对效率的要求，单开关反激式有源箝位提供了一种替代 传统双开关正激变换器的途径[5]。有源箝位电路的设计利用了电容在开关截止期间存储漏感 能量这一原理[6]，然而，存储的能量不是以热的形式耗散，而是重复用于使漏极电压降到 0， 自然确保功率开关处于 ZVS（零电压开关）工作方式。这有助于：（1）可把单开关反激式 变换器延伸应用到功率超过 150W 的场合，而无须为由 RCD 箝位技术带来的开关损耗支付 代价；（2）大大增加了开关工作效率，可选用较小尺寸的磁性元件。
0 引言
电源是各种电子设备必不可少的组成部分，其性能的优劣直接关系到电子设备的技术指 标及能否安全可靠地工作。目前常用的直流稳压电源分线性电源和开关电源，由于开关电源 在体积、重量、用铜用铁及能耗等方面都比线性电源有显著减少，而且对整机多项指标有良 好影响，因此它广泛应用于邮电通信、军事装备、交通设施、仪器仪表、工业设备、家用电 器等领域，正朝高功率密度、高变换效率、高可靠性、无污染的方向发展[1]。所以寻求高性 能的开关电源是电力电子技术重要的研究内容。
反激式变换器又称单端反激式或“Buck-Boost”转换器。其输出端在原边绕组断开电源 时获得能量。具有电路简单，能高效提供多路直流输出，转换效率高，损失小，造价低等优 点，广泛应用在小功率场合[2]。
反激变换器中的隔离变压器起着电感和变压器的双重作用，变压器磁芯处于直流偏磁状 态，为了防止磁芯饱和，需要较大气隙从而导致漏感过大，电感值低[3]。由于漏感的存在， 在开关管关断时将产生电压高峰，必须用箝位电路加以抑制开关电压、电流应力。
I peak
≈ I L,avg
+
ΔI Lp 2
=
Pout
⎛1
⎜ ⎝
ηVin
+N Vout
⎞ ⎟+ ⎠
Vin D 2Lp Fsw
由于漏电感已由定义给出，可以计算箝位电容值。该电容值与高输入电压下的截止持续
时间有关，而谐振周期的一半始终大于最大截止持续时间。否则，在谐振波形的负峰不再对
应于上部开关断开时间，得到箝位电容值的表达式为：
Cclamp
=
(1− Dmin )2
π F L 2 2
sw
leak
3 仿真与实验分析
3.1 仿真分析
在 MATLAB 仿真实验中，我们选取主开关管占空比为 30%的情况，输入电压为 12V， 采用有源箝位的反击变换器设计，箝位电容采用 3uf 电容，主开关管电压应力仿真波形如图 3 所示：
感与箝位电容（忽略滤波电容）。当谐振电流波形到达 0，电流反向并流向另一方向。所以
在某个时间漏电感电流达到负峰值。
滤波电容电压成为 0 的条件为：开关断开时存储在漏电感中的能量等于或超过存储在滤
波电容的能量，利用这一关系，可以求得谐振时的漏电感值为：
Lleak
=
Clump
⎛ ⎜Vin ⎝
+
Vout + Vf N
I s min
=
I s max
+ Uo L2
(1− Don )Ts
在此过程中，耦合电感铁芯去磁，其磁通φ 也线性减小。
电流断续模式各器件的开关应力情况：开关管断开所承受的电压应力为 Ui 和初级绕组 中感应电动势之和。即：
U ds
= Ui
+
1 n
U
o
=
Ui 1− Don
在输入电压一定时，开关管电压应力和占空比有关，故必须限制最大占空比的值。二极
在 t=Ton 时，开关管断开，初级绕组开路，次级绕组的感应电动势反向，极性端为负， 使存储在耦合电感中的能量通过二极管释放，一方面向电容充电一方面也向负载供电。此时
只有耦合电感的次级工作，相当于一个电感，其电感量为 L2。次级电流 is 从最大值 Ismax 线
性下降。在 t=Ts 时，电流 is 达到最小值 Ismin，
Abstract: This paper presented the principle of single-end flyback converter, and introduced a new design method of active clamp circuit which has simple structure and easily realized. It is analyzed the main principle of the circuit and compared the circuit under different modes. It is shown that effectively of the active clamp circuit in experiments by SIMLINK and analyzed the affect of voltage waves in dead zone. That proved it effectively decreased dissipation of switch and reduced the stress requirements and damage on the switch. Keywords:Electronics;Fly-back converter;Active clamp circuit;SIMLINK
图 2 反激式变换器的有源箝位电路 Fig. 2 active clamp circuits of fly-back converter
有源箝位反激式变换器功率开关闭合期间，电流线性上升，上升斜率取决于输入电压和 漏电感元件与原边电感之和，即