(整理)反激式开关电源变压器设计原理.
反激式变压器开关电源工作原理
反激式变压器开关电源工作原理反激式变压器开关电源工作原理比较简单，输出电压控制范围比较大，因此，在一般电器设备中应用最广泛。
1-7-1．反激式变压器开关电源工作原理所谓反激式变压器开关电源，是指当变压器的初级线圈正好被直流脉冲电压激励时，变压器的次级线圈没有向负载提供功率输出，而仅在变压器初级线圈的激励电压被关断后才向负载提供功率输出，这种变压器开关电源称为反激式开关电源。
图1-19-a是反激式变压器开关电源的简单工作原理图，图1-19-a中，Ui是开关电源的输入电压，T是开关变压器，K是控制开关，C是储能滤波电容，R是负载电阻。
图1-19-b是反激式变压器开关电源的电压输出波形。
把图1-19-a与图1-16-a进行比较，如果我们把图1-16-a中开关变压器次级线圈的同名端对调一下，原来变压器输出电压的正、负极性就会完全颠倒过来，图1-19-b所示的电压输出波形基本上就是从图1-16-b的波形颠倒过来的。
不过，因为图1-16-b的波形对应的是纯电阻负载，而图1-19-b的负载是一个储能滤波电容和一个电阻并联。
由于储能滤波电容的容量很大，其两端电压基本不变，变压器次级线圈输出电压uo相当于被整流二极管和输出电压Uo进行限幅，因此，图1-16-b中输出电压uo的脉冲尖峰完全被削除，被限幅后的剩余电压幅值正好等于输出电压Uo的最大值Up，同时也等于变压器次级线圈输出电压uo的半波平均值Upa。
下面我们来详细分析反激式变压器开关电源的工作过程（参考图1-20）。
图1-19-a中，在控制开关K接通的Ton期间，输入电源Ui对变压器初级线圈N1绕组加电，初级线圈N1绕组有电流i1流过，在N1两端产生自感电动势的同时，在变压器次级线圈N2绕组的两端也同时产生感应电动势，但由于整流二极管的作用，没有产生回路电流。
相当于变压器次级线圈开路，变压器次级线圈相当于一个电感。
因此，流过变压器初级线圈N1绕组的电流就是变压器的励磁电流，变压器初级线圈N1绕组两端产生自感电动势可由下式表示：或上式中，e1为变压器初级线圈N1绕组产生的自感电动势，L1是变压器初级线圈N1绕组的电感，N1为变压器初级线圈N1绕组线圈绕组的匝数，为变压器铁心中的磁通。
反激式变压器开关电源工作原理
反激式变压器开关电源工作原理引言：反激式变压器开关电源是一种常用的电源设计，广泛应用于各个领域，如电子设备、通信设备、工业控制等。
在本文中，我们将详细介绍反激式变压器开关电源的工作原理及其基本组成部分。
一、工作原理反激式变压器开关电源是一种通过开关管的断续导通实现能量转换的电源设计。
其工作原理可以概括为以下几个过程：1. 输入电压变换：反激式变压器开关电源通常采用交流输入，利用输入电压的变换来实现电能的转换和调节。
输入电压首先经过整流电路，将交流电信号转换为脉冲直流电信号。
2. 能量储存：脉冲直流电信号进入能量储存电容器，用于储存电能。
这里的能量储存器通常采用电容器，其大小和选择根据需求进行合理的设计。
3. 开关管控制：开关管是反激式变压器开关电源的核心部分，用于对能量的开关和控制。
开关管的导通与断开实现了能量的转换。
通过控制开关管的导通时间长短可以实现输出电压和电能的调节。
4. 变压器工作：在开关管导通状态下，输入电压经过变压器变换为输出电压。
反激式变压器特点之一是输入端和输出端没有直接电气连接，其通过磁耦合实现电能传输。
5. 输出滤波：输出电压经过滤波电路，滤除脉动和噪声，得到平稳、纹波较小的直流电压供给外部负载使用。
二、基本组成部分反激式变压器开关电源主要由以下几个基本组成部分构成：1. 整流电路：整流电路用于将交流电信号转换为脉冲直流电信号，常见的整流电路有单相整流桥和三相整流桥。
2. 能量储存器：能量储存器主要是指电容器，用于储存电能。
其容量的大小和选择应根据输出电流和纹波要求进行合理设计。
3. 开关管：开关管是反激式变压器开关电源的核心部分，主要通过导通或断开来控制能量转换和电压调节。
常见的开关管有MOSFET、IGBT等。
4. 控制电路：控制电路是用于控制开关管导通和断开的电路部分。
它通常接收来自负载和输入电压的反馈信号，并通过控制信号控制开关管的工作。
5. 变压器：变压器是反激式变压器开关电源的核心组件之一，通过变压器实现输入电压和输出电压的转换。
反激式开关电源变压器设计原理
反激式开关电源变压器设计原理首先是变比选择。
变压器的变比决定了输入电压和输出电压的比值。
通常情况下，开关电源需要将输入交流电压转换为稳定的直流电压，因此输出电压需要较低。
在选择变比时，考虑到电路的复杂性和功率转换效率，一般选择较大的输入电压和较小的输出电压。
变比的选择也需要考虑到负载的要求和功率转换效率的平衡。
其次是磁芯材料。
变压器的磁芯材料直接影响到电路的性能和效率。
一般情况下，磁芯材料需要具备较高的矫顽力和饱和磁场强度，以实现高效率的电力转换。
常用的磁芯材料有硅钢片、铁氧体和钕铁硼等。
在选择磁芯材料时需要综合考虑材料的价格、性能和可用性。
最后是工作频率。
反激式开关电源变压器工作在高频率下，一般在10kHz至1MHz之间。
高频率的工作可以减小变压器的体积和重量，提高电路的效率和响应速度。
但是，高频率也会增加电路的开关损耗和EMI（电磁干扰）噪声。
因此，在设计反激式开关电源变压器时需要对工作频率的选择进行充分的考虑。
此外，还需要注意的是反激式开关电源变压器的绝缘和散热问题。
由于反激式开关电源工作在高压和高频下，变压器绝缘需要特别注意以防止电路失效和安全事故发生。
同时，由于电路的功率转换过程中会产生大量的热量，因此需要设计合适的散热系统来保证电路的正常运行。
总结起来，反激式开关电源变压器的设计原理包括变比选择、磁芯材料和工作频率的选择。
设计人员需要根据具体的应用需求，综合考虑功率转换效率、体积和重量等因素，选择合适的设计方案。
同时，还需要注意绝缘和散热问题，以保证电路的安全和可靠运行。
反激式开关电源设计详解
反激式开关电源设计详解一、工作原理1.开关管控制：反激式开关电源中，开关管起到了关键的作用。
当输入电压施加在开关管上时，开关管处于导通状态，此时电流流经变压器和输出电路，能量存储在变压器核心中。
当输入电压施加在开关管上时，开关管处于截止状态，此时能量释放，通过一对二极管和电容器形成输出脉冲电流。
2.变压器作用：反激式开关电源中的变压器主要用于将输入电压转换为所需的输出电压。
在导通状态下，输入电压施加在变压器的一侧，能量存储在变压器的磁场中。
在截止状态下，变压器的磁场崩溃，能量释放到输出电路中。
3.输出电路过滤：输出电流通过一对二极管和电容器形成脉冲电流。
为了使输出电流更加稳定，需要通过电容器对输出电流进行滤波，降低脉冲幅度，使输出电压更加平稳。
二、基本结构1.输入滤波电路：由于输入电源通常含有较多的噪声和干扰，为了保障开关电源的正常工作，需要在输入端添加一个滤波电路，通过滤波电容和电感将输入电压的尖峰和噪声滤除。
2.开关控制电路：开关控制电路用于对开关管进行控制，使其在合适的时机打开和关闭。
常见的控制方式有定时控制和反馈控制两种。
3.开关管：开关管在反激式开关电源中起到了关键的作用。
常见的开关管有MOS管、IGBT管等，其特性包括导通损耗、截止损耗和开关速度等。
4.变压器：变压器用于将输入电压变换为所需的输出电压。
同时，变压器还能起到隔离输入电源和输出负载的作用，保护负载。
5.输出整流滤波电路：输出整流滤波电路用于对输出电流进行整流和滤波，使输出电压更加稳定。
三、常见设计方法1.脉冲宽度调制（PWM）控制：PWM是一种常用的反激式开关电源控制方法，通过控制开关管的导通时间来调节输出电压和电流。
PWM控制能够实现较高的效率和较低的输出波纹，但需要一定的控制电路。
2.变压器匹配设计：在设计反激式开关电源时，需要合理选择变压器的匝数比，以实现所需的输入输出电压转换。
同时，还需要考虑变压器的大小和功耗。
详解反激式开关电源的工作原理,通俗易懂一看就会
详解反激式开关电源的工作原理，通俗易懂一看就会反激式开关电源是一种高效能、高频率的变换器，可以将输入直流电压转换为符合要求的输出电压，这一特性使其被广泛应用于电子设备、通讯设备等领域中。
其工作原理可以简单地概括为：利用脉冲反转的方式将输入电压变成貌似交流的信号，再利用变压器调节电压和电流，得到输出电压。
1. 输入脉冲变换反激式开关电源的输入电压通常是一个直流电源，输入电压首先通过全桥整流电路将输入的交流电流变为直流电流，也就是通过一个矩形波将输入电压转换为反向的脉冲信号，并抵消了电源电阻，使电源的输出电压更为稳定。
2. 电源管理器接下来，脉冲信号被送入电源管理器。
电源管理器可以分别实现过压、过流、过电压等保护，并且可以调整输出电压。
对于负载变化或输入电压波动引起的输出电压变化，反激式开关电源可以通过均衡控制电路，降低输出电压的乱跳程度，保持它的稳定性。
3. MOSFET开关接下来，反激式开关电源的信号被送入MOSFET开关，通过开关管的控制电压，使MOSFET管的开关状态取反，从而产生带有相反极性的脉冲信号。
开关管的控制信号交调宽度调制，通过控制开关管的开关时间比，使得输出电压得以调节。
4. 变压器脉冲信号至此已经变成了一定的频率和脉宽的交变电压，接下来需要利用变压器进一步转换电压和电流。
变压器是反激式开关电源的关键组成部分，主要由绕组、铁芯和绝缘材料构成。
绕组和铁芯的性质决定了变压器的工作原理：通过磁场的感应作用，在输出端产生一个转换后的电压。
5. 输出电路最后，输出电路使用整流电路，将由变压器产生的交流电压转换为直流电压。
整流电路可以采用单相整流电路或三相整流电路，通过各种电子元件将交流电转换为直流电，以供电子设备使用。
以上就是反激式开关电源的工作原理的介绍。
总的来说，反激式开关电源的优点在于其高效能、可靠性和稳定性，可以为电子设备提供高质量的能源。
反激开关电源的工作原理
反激开关电源的工作原理
反激开关电源是一种常见的电源转换器，用于将直流电转换为高频交流电，并经过变压器变换输出所需要的电压。
该电源的工作原理如下：
1. 输入电压通过整流电路转换为直流电压，供给电容器充电。
2. 当电容器充满电后，触发器工作，通过控制开关管切换开关管的导通方式，使得输出变为高频交流电。
3. 高频交流电通过变压器进行变压处理。
变压器的一侧连接输出负载，另一侧与开关管相连。
4. 在开关管导通的一段时间内，变压器储存一部分能量，并将其传递到输出负载，从而实现电压变换。
5. 在开关管截止的另一段时间内，变压器中的储能被释放到输出负载，输出电压维持稳定。
6. 通过控制开关管的导通时间与截止时间的比例，可以调整输出电压的大小。
7. 反激开关电源中还设置有保护电路，当输入电压发生异常或者输出负载出现问题时，可以及时切断电源，防止损坏电子元件。
总的来说，反激开关电源通过控制开关管的导通和截止来实现直流电压到高频交流电的转换，再经过变压器变换输出所需电压。
其工作原理主要依赖于开关管和变压器的协同工作，通过周期性切换开关管状态来实现能量的转换和传递。
反激式变压器开关电源工作原理
反激式变压器开关电源工作原理
反激式变压器开关电源是一种常见的开关电源拓扑结构，其工作原理
是通过快速开关管（MOSFET或IGBT）周期性地开关电源输入侧的电压，
使得变压器的磁场产生周期性的变化，从而形成高频交流电，经过输出整
流滤波后得到所需的直流输出电压。
下面是反激式变压器开关电源的详细工作原理介绍：
1.输入侧电压整流:输入电源的交流电压经过整流电路，转换为半波
或全波的脉冲电流，较低的电压通过滤波电容进行滤波，变为直流电压。
2.输入电感存储能量:变压器的输入侧有一个电感，当开关管导通时，电感存储电能，当开关管截止时，电感释放储能，产生电压波动，使得输
入侧电流减小。
3.开关管驱动:控制电路通过控制开关管的导通与截止，来实现周期
性地开关输入侧电压。
控制电路检测到输出电压低于设定值时，控制开关
管导通，电感储能；当输出电压高于设定值时，控制开关管截止，电感释
放能量。
4.变压器传递能量:当开关管导通时，电感储能产生的磁场将能量传
递到变压器绕组中；当开关管截止时，电感的储能释放，磁场消失，变压
器的绕组感应出变化的磁通，产生高频交流电。
5.输出整流滤波:变压器传递出的高频交流电经过输出端的整流电路，将交流电转换为直流电，然后经过滤波电容进行滤波，去除残余的脉动，
得到平滑的直流输出电压。
6.控制反馈:控制电路会不断检测输出电压并与设定值进行比较，根据比较结果控制开关管的导通与截止，使得输出电压保持在设定范围内。
反激式开关电源变压器设计说明
2.6 计算一次绕组最大匝数Npri
Lpri 452*10-6
Npri = =
= 61.4匝 取Npri=62匝
AL 120*10-9
2.7 计算二次主绕组匝数NS1〔NS1为DC+5V绕组
Npri<V01+VD><1-Dmax> 62*<5+0.7>*<1-0.5>
Ns1=
=
= 2.78匝
Vin<min>Dmax
技术部培训教材
反激式开关电源变压器设计(2)
表二 变压器窗口利用因数
变压器情况
窗口
反激式变压器 一个二次绕组 两个或多个二次绕组 相互隔离的二次绕组 满足UL或CSA标准 满足IEC标准 法拉第屏屏蔽
1.1 1.2
1.3 1.4 1.1 1.2 1.1
用下式按变压器情况将各窗口利用因数综合起来 Knet=Ka.Kb…
技术部培训教材
反激式开关电源变压器设计(2)
变压器绕制结构如下：
0.06/3层 0.06/3层 0.06/3层 0.06/3层
偏置绕组 ½一次绕组 二次绕组 ½一次绕组
3mm
3mm 技术部培训教材
反激式开关电源变压器设计(2)
2.11 计算变压器损耗
1铜损：Pcun = NnV* MLT*Rn>In2 MLT = 2E+2C=2*25.27+2*9.35=69.24mm
5+0.7
取13匝
技术部培训教材
反激式开关电源变压器设计(2)
2.9 检查相应输出端电压误差 Vsn
δVsn%=<< = *Ns’n-Vsn>/Vsn>*100% Nsn
反激式开关电源工作原理
反激式开关电源工作原理
反激式开关电源工作原理是通过开关管和变压器的协同工作，将输入直流电压转换成需要的输出交流电压。
反激式开关电源由输入滤波电路、整流电路、开关管、变压器、输出整流滤波电路和反馈控制电路组成。
其工作原理如下：
1. 输入滤波电路：将输入的交流电压通过电感和电容的组合滤波，得到较为平稳的直流电压。
2. 整流电路：将输入滤波后的直流电压经过整流桥整流，使其变为单向的直流电压。
3. 开关管：开关管的作用是将经过整流的直流电压转换为高频脉冲信号。
开关管通与断的变化通过调节占空比来控制输出电压的大小，实现电压调节。
4. 变压器：开关管输出的高频脉冲信号经过变压器进行变压变换，转换为需要的输出交流电压。
5. 输出整流滤波电路：将变压器输出的交流电压进行整流和滤波，得到平滑的直流输出电压。
6. 反馈控制电路：通过对输出电压进行采样，并与参考电压进行比较，产生控制信号。
控制信号经过反馈电路调节开关管的占空比，以达到稳定输出电压的目的。
通过上述工作原理，反激式开关电源能够高效地将输入直流电压转换为需要的输出交流电压，并且具有体积小、效率高、稳定性好等优点，被广泛应用于各种电子设备中。
反激式开关电源工作原理
反激式开关电源工作原理反激式开关电源（Switch Mode Power Supply，简称SMPS）是指利用开关导通和反激耦合发挥效果的电源。
主要组成部件有金属氧化物半导体开关功率晶体管(MOSFET)，反激变压器、铁心变压器、元件电容等，临界换流变压器的核心在于MOSFET的开关功率管，它的本质是一个继电器，即磁性调压变压器和开关放大器的内部集成产物。
反激式开关电源的工作原理是：变压器的终端依靠MOSFET的开关功率管以脉冲宽度调制的方式进行以比经变压器不管它工作的频率转换，以进行检测变压器的输出电压，综合电路将信号反馈输入MOSFET，形成闭环控制。
MOSFET的开关功率管控制器经过控制，使原有拓扑结构变为变压器输出电压要求的额定输出电压值。
开关导通由MOSFET放大器控制，即PWM模块。
它调节MOSFET的开通频率和占空比，使其能按需要的频率、效率和相应的电压输出，电流以金属氧化物半导体开关功率晶体管的开启和关闭来实现，将输入高频调制脉冲输出到变压器的一转绕组，此处的传感依赖与金属氧化物半导体管，微处理器监测变压器的二转绕组的质量，当质量达到设定的电压值时，信号告诉PWM模块关闭MOSFET，以调节输出电压，既起到调节和控制变压器的输出电压作用。
反激开关电源上配有反激变压器，其终端可由MOSFET的开关导通而输出脉冲变化的PWM脉冲，使反激变压器的过热和短路保护功能得以激活，从而保证反激、铁心变压器更加安全可靠地工作。
反激开关电源上配有铁心变压器，其功能是在变压器漏感、双极管和滤波电容之间形成一个特殊的电路，以稳定变压器输出纹波，使输出电压得到优化，补偿电容部件能够补偿发生在反激变压器和铁心变压器之间的变化。
另外，随着SMPS在电源的应用的不断深入，电源的效率、稳定性和可靠性也大大提高。
由于反激开关电源的几个优势在技术性、成本性和简便性等方面，反激开关电源越来越受到重视，在电源领域得到更广泛的应用。
反激变压器原理与设计
反激变压器原理与设计
在工作原理上，反激变压器首先通过一个开关管（一般为MOSFET或IGBT）将输入电源与主电感连接。
当开关管导通时，输入电流经过主电感，这时主电感累积了电能。
当开关管关断时，主电感的电流突然减小，这导致主电感上出现一个
反向电压。
由于保持电压不变的原理，主电感上的反向电压将使得次电感
端口上的电压急剧升高。
接着，依靠这个急剧升高的电压，就可以将储存在次电感中的电能释
放出来，驱动负载电路。
通过控制开关管的导通与关断，可以调整反激变
压器的输出电压与电流。
在反激变压器的设计中，需要考虑以下几个方面：
1.输入输出电压与电流的选择：通过仔细设计反激变压器的电感与绕组，可以实现所需的输入输出电压与电流。
2.能量传输效率：提高反激变压器的能量传输效率可以减少能量损耗
与热量产生，同时也能够提升整个电子设备的性能。
3.开关管的选择：开关管的导通与关断速度对反激变压器的工作效果
有很大的影响。
因此，选择合适的开关管可以提高反激变压器的性能与可
靠性。
4.保护措施：由于反激变压器通常工作于高频交流输入信号下，因此
需要采取一系列保护措施，以确保其安全可靠地工作。
总结起来，反激变压器是一种通过储能与释能方式实现电能转换的特
殊变压器。
在设计反激变压器时，需要考虑输入输出电压与电流的选择、
能量传输效率、开关管的选择以及保护措施等因素。
这些设计原理与策略能够确保反激变压器在电子设备中正常高效地工作。
反激式(RCD)开关电源原理及设计
反激式(RCD)开关电源原理及设计[导读]反激拓扑的前身是Buck-Boost变换器，只不过就是在Buck-Boost变换器的开关管和续流二极管之间放入一个变压器，从而实现输入与输出电气隔离的一种方式，因此，反激变换器也就是带隔离的Buck-Boost变换器。
关键词：反激式开关电源因该电源是公司产品的一个配套使用，且各项指标都不是要求太高，故选用最常用的反激拓扑，这样既可以减小体积（给的体积不算大），还能降低成本，一举双的！反激拓扑的前身是Buck-Boost变换器，只不过就是在Buck-Boost变换器的开关管和续流二极管之间放入一个变压器，从而实现输入与输出电气隔离的一种方式，因此，反激变换器也就是带隔离的Buck-Boost变换器。
先学习下Buck-Boost变换器工作原理简单介绍下1.在管子打开的时候，二极管D1反向偏置关断，电流Is流过电感L，电感电流IL线性上升，储存能量！2.当管子关断时，电感电流不能突变，电感两端电压反向为上负下正，二极管D1正向偏置开通！给电容C充电及负载提供能量！3.接着开始下个周期！从上面工作可以看出，Buck-Boost变换器是先储能再释放能量，VS不直接向输出提供能量，而是管子打开时，把能量储存在电感，管子关断时，电感向输出提供能量！根据电流的流向，可以看出上边输出电压为负输出！根据伏秒法则Vin*Ton=Vout*ToffTon=T*DToff=T*（1-D）代入上式得Vin*D=Vout*（1-D）得到输出电压和占空比的关系Vout=Vin*D/（1-D）看下主要工作波形从波形图上可以看出，晶体管和二极管D1承受的电压应力都为Vs+Vo（也就是Vin+Vout）；再看最后一个图，电感电流始终没有降到0，所以这种工作模式为电流连续模式（Ccm模式）。
如果再此状态下把电感的电感量减小，减到一定条件下，会出现这个波形！从上图可以看出，电感电流始终降到0后再到最大，所以这种模式叫不连续模式（DCM模式）。
反激式开关电源变压器的设计方法
反激式开关电源变压器的设计方法反激式开关电源变压器的设计方法1引言在开关电源各类拓扑结构中，反激式开关电源以其小体积、低成本的优势，广泛应用在高电压、小功率的场合。
反激式开关电源设计的关键在于其变压器的设计。
由于反激变压器可以工作在断续电流（DCM ）和连续电流（CCM ）两种模式，因此增加了设计的复杂性。
本文考虑到了两种工作模式下的差异，详细介绍了反激变压器的设计方法和步骤。
2基本原理R1C 1T rN pN sV oV i图1 反激变换器原理图反激变压器实际上是一个耦合电感，首先要存储能量，然后再将磁能转化为电能传输出去[1]。
如图1所示，当开关管r T 导通时，输入电压i V 加在变压器初级线圈上。
由于初级与次级同名端相反，次级二极管1D 截止，能量储存在初级线圈中，初级电流线性上升，变压器作为电感运行。
当r T 关断时，励磁电感的电流使初级和次级绕组电压反向，1D 导通，储存在线圈中的能量传递给负载。
按照电感线圈中电流的特点，可分为断续电流模式（DCM ）和连续电流模式（CCM ）。
电流波形如图2所示。
初级次级初级次级I p2I p1I s2I s1I p2I p1I s2I s1DCMCCM图2 DCM 和CCM 电流波形DCM 为完全能量转换，在开关管开通时，初级电流从零开始逐渐增加，开关管关断期间，次级电流逐渐下降到零。
CCM 为不完全能量转换，开关管开通时，初级电流有前沿阶梯，开关管关断期间，次级电流为阶梯上叠加的衰减三角波。
3设计步骤（1）各项参数的确定反激式开关电源变压器的设计中涉及到很多参数，因此在计算之前必须要明确已知量和未知量。
已知参数一般由电源的设计要求和特点来确定，包括：直流输入电压iV （i mini i max V V V ≤≤），输出电压o V ，输出功率o P ，效率o iP =P η，工作频率1f=T 。
未知量即所要求的参数包括：磁芯型号，初级线圈匝数p N ，次级线圈匝数s N ，初级导线直径p d ，次级导线直径s d ，气隙长度g l 。
反激式开关电源变压器的设计
反激式开关电源变压器的设计反激式开关电源变压器是一种常见的变压器类型，广泛应用于电子设备和通信设备中。
它具有体积小、效率高以及输出电压稳定等优点。
本文将分别从设计原理、工作方式和设计步骤等方面对反激式开关电源变压器的设计进行详细介绍。
一、设计原理二、工作方式反激式开关电源变压器的工作方式可以分为两个阶段：储能和传输。
在储能阶段，开关管打开，电流通过变压器一侧的绕组进行储能；在传输阶段，开关管关闭，储存的能量被转移到变压器另一侧的绕组上，最后输出所需的电压。
三、设计步骤1.确定输入电压和输出电压的需求。
根据实际应用需求确定输入电压和输出电压的范围。
2.计算变压器的变比。
根据输入电压和输出电压的比例计算变压器的变比N。
3.计算变压器的功率。
根据输出电压和输出电流计算变压器的功率，确保变压器能够承受所需的功率。
4.确定变压器的工作频率。
根据实际应用需求选择合适的工作频率，通常在20kHz到200kHz之间。
5.计算变压器的参数。
根据变压器的变比、工作频率和功率计算变压器的参数，包括绕组的匝数、铁芯的尺寸等。
6.选择合适的磁性材料。
根据变压器的参数选择适合的磁性材料，常用的材料有软磁合金和磁性氧化铁等。
7.进行原型设计和测试。
根据上述设计参数制作变压器的原型，并进行测试以验证设计结果的准确性。
8.进行参数调整和优化。
根据原型测试结果进行参数调整和优化，以实现更好的性能和效果。
9.进行批量生产。
当设计满足要求时，可以进行批量生产并进行产品验证和测试。
总结：。
反激式开关电源变压器设计说明
反激式开关电源变压器设计说明反激式开关电源变压器是一种常见的电源变压器，能够将输入电压通过开关转换和变换输出为所需的电压。
它具有多种应用领域，如电子设备、通信设备、医疗设备等。
本文将详细介绍反激式开关电源变压器的设计原理、设计步骤以及注意事项。
一、设计原理开关管是控制开关电路导通和断开的关键元件。
当开关导通时，输入电压通过变压器传递到输出端，当开关断开时，输出端与输入端相隔离。
变压器用于变换电压。
它通常由两个或多个线圈绕制而成，主要包括输入线圈和输出线圈。
输入线圈与开关管相连接，负责将输入电压传递到输出线圈。
输出线圈则负责变换电压。
滤波电路用于对输出信号进行滤波，减小波动和噪音。
二、设计步骤1.确定输入电压和输出电压：首先需要明确所需的输入电压和输出电压。
这将决定变压器的变比。
2.选择合适的变压器：根据所需的变比，选择合适的变压器。
变压器的选取应基于电流容量和功率需求等因素。
3.计算变压器的线圈数：根据变压器的变比和输入输出电压，计算输入线圈和输出线圈的匝数。
同时，考虑变压器的耦合系数和数量线圈相对位置等因素。
4.确定开关管和开关频率：根据输入电压、输出电压和功率需求，确定合适的开关管。
同时，选择合适的开关频率，以避免电磁干扰。
5.设计滤波电路：根据输出电压的要求，设计合适的滤波电路。
滤波电路可以使用电容、电感和抗干扰电路等组成。
6.确定电源保护电路：为了保证电源的稳定性和可靠性，设计合适的保护电路，如过流保护、过压保护、短路保护等。
7.进行仿真分析：使用电路仿真工具，对设计的电源变压器进行仿真分析，检查电源变压器的性能和特性。
8.制作和测试：按照设计的电路图，制作电源变压器，并进行测试。
测试包括输出电压稳定性、效率和波动等。
三、注意事项1.选择适当的变压器：变压器应能满足所需的电流容量和功率需求。
同时，应注意变压器的质量和耐用性。
2.稳定性和可靠性：电源变压器应具有良好的输出电压稳定性和可靠性。
反激式开关电源变压器设计
反激式开关电源变压器设计一、设计原理反激式开关电源变压器基于开关电源的工作原理，利用开关元件（开关管或者MOS管）、变压器、滤波电容和反激电容等组成。
其基本原理为：输入交流电经过整流滤波得到直流电压，然后由开关元件进行开关控制，将直流电压通过变压器变换为所需的输出直流电压，最后通过滤波电容输出稳定的直流电压。
二、关键技术1.变压器设计：反激式开关电源变压器的设计是整个电源设计中最为关键的部分。
在设计变压器时，要考虑输出功率、输入电压范围、输出电压等参数。
通常采用环型铁芯、锥形铁芯或者斜式铁芯，以减小漏电感和磁性损耗，提高效率。
同时，在设计过程中还要考虑绕组的匝数、电流和绝缘等级等方面的因素。
2.开关元件选择：开关元件是实现能量转换和控制的关键部分。
常用的开关元件有开关管、MOS管等。
选择合适的开关元件需要综合考虑电源输出功率、开关频率、开关速度、导通压降以及温升等因素。
3.控制电路设计：控制电路主要负责控制开关元件的导通和关断。
常见的控制电路有单片机控制和集成电路控制两种。
单片机控制的优点是灵活性高、可编程性强，但需要额外增加单片机等硬件，造成成本增加；集成电路控制则更简单，但灵活性较差。
三、注意事项1.确保变压器设计合理：变压器设计要保证核心材料的选取合理，应该选择磁性能好、耐高温的材料。
此外，变压器的绕组要均匀绝缘，并合理设计匝数，以减小漏电感和损耗。
2.开关元件的选择要合适：开关元件选择要根据实际工作条件来确定，如输出功率、输入电压范围、输入电流等。
3.控制电路设计要稳定可靠：控制电路要设计稳定可靠，能够保证开关元件的正常工作。
如果选用单片机控制，还需考虑保护电路的设计，以避免过电流和过压等问题。
4.散热设计要合理：反激式开关电源在工作过程中会产生较多的热量，因此散热设计要合理。
可以采用散热片、散热风扇等降低温度。
总结：反激式开关电源变压器的设计涉及变压器设计、开关元件选择和控制电路设计等多个方面。
反激式开关电源原理
反激式开关电源原理反激式开关电源（flyback power supply）是一种常见的开关电源拓扑结构，广泛应用于电子产品、通信设备以及工业设备等领域。
它具有高效率、体积小、成本低等优点，在现代电子技术中应用非常广泛。
下面将详细介绍反激式开关电源的原理和工作过程。
1.开关管电路部分：开关管（MOSFET或BJT）作为主要开关元件，它的导通和截止通过控制电压或电流改变。
在正半周期内，开关管导通，输入电源向变压器的一端充电，同时能量储存到变压器的磁场中；在负半周期内，开关管截止，磁场能量被传递到输出电路中，从而实现电能的转换。
2.变压器电路部分：反激式开关电源中的变压器是一个关键组件，它负责将输入电源中的能量转换为输出电源所需的电压和电流。
变压器的一端连接开关管，另一端连接输出电路。
当开关管导通时，输入电源的能量通过变压器的互感作用储存到磁场中；当开关管截止时，储存在磁场中的能量通过互感作用传递到输出电路中。
变压器的变比决定了输入电源与输出电源之间的电压和电流转换关系。
3.输出电路部分：输出电路部分包括整流电路和滤波电路等。
在反激式开关电源中，输出电流的产生是通过变压器传递的磁场能量，经过整流后得到直流电压。
滤波电路则用于去除输出电路中的纹波，保证输出电压的稳定性。
1.开关管导通状态：当开关管导通时，输入电源的正电压通过变压器传递给输出电路，同时通过滤波电路获取直流电压。
开关管导通的时间很短，通常在几微秒到几毫秒之间。
2.开关管截止状态：当开关管截止时，变压器中储存的磁场能量开始传递到输出电路。
变压器中储存的磁场能量通过互感作用将电压和电流传递到输出电路中。
通过调整变压器的变比，可以实现输入电压向输出电压的降压或升压转换。
1.高效率：由于开关管的截止和导通可以精确地控制，反激式开关电源具有较高的转换效率。
一般情况下，其转换效率可以达到80%以上，甚至可以达到90%以上。
2.体积小：反激式开关电源采用了变压器来实现电能转换，无需使用大型的电容或电感器件，节省了空间。
反激式开关变压器的原理
反激式开关变压器的原理
反激式开关变压器是一种电力变压器，其原理主要涉及到激磁电感、开关管和电容等元件的组合。
整个电路可以分为输入端和输出端两部分。
输入端包括输入电压源、输入开关管和电感元件；输出端包括输出开关管、输出电路和输出电压负载。
反激式开关变压器的工作原理是通过不断切换开关管的导通和截止状态，来改变电路中电流和电压的方向和大小，从而实现输出电压的变换。
当输入开关管导通时，输入电源的电流通过电感元件，产生磁场能量存储在磁芯中。
同时，输出开关管截止，输出电压的电荷储存在电容中。
当输入开关管截止时，磁场能量在电感元件中产生感应电动势，导致电流方向改变，电感元件释放储存的能量。
此时，输出开关管导通，电容中的电荷通过输出电路供电给负载，实现输出电压的提供。
通过不断地切换输入开关管和输出开关管的导通和截止状态，输入电源的能量通过电感元件转移到输出电路中，从而实现输入电压和输出电压的变换。
反激式开关变压器的原理通过高频的开关操作，可以实现高效能量转换，并且由于开关动作的速度快，可以减小磁芯损耗，提高电路的效率。
(整理)反激式开关电源变压器设计原理.
反激式开关电源变压器设计原理(Flyback Transformer Design Theory)第一节. 概述.反激式(Flyback)转换器又称单端反激式或"Buck-Boost"转换器.因其输出端在原边绕组断开电源时获得能量故而得名.离线型反激式转换器原理图如图.一、反激式转换器的优点有:1. 电路简单,能高效提供多路直流输出,因此适合多组输出要求.2. 转换效率高,损失小.3. 变压器匝数比值较小.4. 输入电压在很大的范围内波动时,仍可有较稳定的输出,目前已可实现交流输入在 85~265V间.无需切换而达到稳定输出的要求.二、反激式转换器的缺点有:1. 输出电压中存在较大的纹波,负载调整精度不高,因此输出功率受到限制,通常应用于150W以下.2. 转换变压器在电流连续(CCM)模式下工作时,有较大的直流分量,易导致磁芯饱和,所以必须在磁路中加入气隙,从而造成变压器体积变大.3. 变压器有直流电流成份,且同时会工作于CCM / DCM两种模式,故变压器在设计时较困难,反复调整次数较顺向式多,迭代过程较复杂.第二节. 工作原理在图1所示隔离反驰式转换器(The isolated flyback converter)中, 变压器" T "有隔离与扼流之双重作用.因此" T "又称为Transformer- choke.电路的工作原理如下:当开关晶体管 Tr ton时,变压器初级Np有电流 Ip,并将能量储存于其中(E = LpIp / 2).由于Np与Ns极性相反,此时二极管D反向偏压而截止,无能量传送到负载.当开关Tr off 时,由楞次定律 : (e = -N△Φ/△T)可知,变压器原边绕组将产生一反向电势,此时二极管D正向导通,负载有电流IL流通.反激式转换器之稳态波形如图2.由图可知,导通时间 ton的大小将决定Ip、Vce的幅值:Vce max = VIN / 1-DmaxVIN: 输入直流电压 ; Dmax : 最大工作周期Dmax = ton / T由此可知,想要得到低的集电极电压,必须保持低的Dmax,也就是Dmax＜0.5,在实际应用中通常取Dmax = 0.4,以限制Vcemax ≦ 2.2VIN.开关管Tr on时的集电极工作电流Ie,也就是原边峰值电流Ip 为: Ic = Ip = IL / n. 因IL = Io,故当Io一定时,匝比 n的大小即决定了Ic 的大小,上式是按功率守恒原则,原副边安匝数相等 NpIp = NsIs而导出. Ip亦可用下列方法表示:Ic = Ip = 2Po / (η*VIN*Dmax) η: 转换器的效率公式导出如下:输出功率 : Po = LIp2η / 2T输入电压 : VIN = L di / dt设di = Ip,且 1 / dt = f / Dmax,则:VIN = LIpf / Dmax 或 Lp = VIN*Dmax / Ipf则Po又可表示为 :Po = ηVINf DmaxIp2 / 2f Ip = 1/2ηVINDmaxIp∴ Ip = 2Po / ηVINDmax上列公式中 :VIN : 最小直流输入电压 (V)Dmax : 最大导通占空比Lp : 变压器初级电感 (mH)Ip : 变压器原边峰值电流 (A)f : 转换频率 (KHZ)图2 反激式转换器波形图由上述理论可知,转换器的占空比与变压器的匝数比受限于开关晶体管耐压与最大集电极电流,而此两项是导致开关晶体成本上升的关键因素,因此设计时需综合考量做取舍.反激式变换器一般工作于两种工作方式 :1. 电感电流不连续模式DCM (Discontinuous Inductor Current Mode)或称 " 完全能量转换 ": ton时储存在变压器中的所有能量在反激周期 (toff)中都转移到输出端.2. 电感电流连续模式CCM ( Continuous Inductor Current Mode) 或称 " 不完全能量转换 " : 储存在变压器中的一部分能量在toff末保留到下一个ton周期的开始.DCM和CCM在小信号传递函数方面是极不相同的,其波形如图3.实际上,当变换器输入电压VIN 在一个较大范围内发生变化,或是负载电流IL在较大范围内变化时,必然跨越着两种工作方式.因此反激式转换器要求在DCM / CCM都能稳定工作.但在设计上是比较困难的.通常我们可以以DCM / CCM 临界状态作设计基准.,并配以电流模式控制PWM.此法可有效解决DCM时之各种问题,但在 CCM时无消除电路固有的不稳定问题.可用调节控制环增益编离低频段和降低瞬态响应速度来解决CCM时因传递函数 " 右半平面零点 "引起的不稳定.DCM和CCM在小信号传递函数方面是极不相同的,其波形如图3.图3 DCM / CCM原副边电流波形图实际上,当变换器输入电压VIN在一个较大范围内发生变化,或是负载电流 IL在较大范围内变化时,必然跨越着两种工作方式.因此反激式转换器要求在DCM / CCM都能稳定工作.但在设计上是比较困难的.通常我们可以以DCM / CCM临界状态作设计基准.,并配以电流模式控制PWM.此法可有效解决DCM时之各种问题,但在CCM时无消除电路固有的不稳定问题.可用调节控制环增益编离低频段和降低瞬态响应速度来解决CCM时因传递函数 " 右半平面零点 "引起的不稳定.在稳定状态下,磁通增量ΔΦ在ton时的变化必须等于在"toff"时的变化,否则会造成磁芯饱和.因此,ΔΦ = VIN ton / Np = Vs*toff / Ns即变压器原边绕组每匝的伏特/秒值必须等于副边绕组每匝伏特/秒值.比较图3中DCM与CCM之电流波形可以知道:DCM状态下在Tr ton期间,整个能量转移波形中具有较高的原边峰值电流,这是因为初级电感值Lp相对较低之故,使Ip急剧升高所造成的负面效应是增加了绕组损耗(winding lose)和输入滤波电容器的涟波电流,从而要求开关晶体管必须具有高电流承载能力,方能安全工作.在CCM状态中,原边峰值电流较低,但开关晶体在ton状态时有较高的集电极电流值.因此导致开关晶体高功率的消耗.同时为达成CCM,就需要有较高的变压器原边电感值Lp,在变压器磁芯中所储存的残余能量则要求变压器的体积较DCM时要大,而其它系数是相等的.综上所述,DCM与CCM的变压器在设计时是基本相同的,只是在原边峰值电流的定义有些区别 ( CCM时 Ip = Imax - Imin ).第三节 FLYBACK TANSFORMER DESIGN一、FLYBACK变压器设计之考量因素:1. 储能能力.当变压器工作于CCM方式时,由于出现了直流分量,需加AIR GAP,使磁化曲线向 H 轴倾斜,从而使变压器能承受较大的电流,传递更多的能量.Ve: 磁芯和气隙的有效体积.or P = 1/2Lp (Imax2 - Imin2)式中Imax, Imin ——为导通周期末,始端相应的电流值.由于反激式变压器磁芯只工作在第一象限磁滞回线,磁芯在交、直流作用下的B.H效果与AIR GAP大小有密切关联,如图4.在交流电流下气隙对ΔBac无改变效果,但对ΔHac将大大增加,这是有利的一面,可有效地减小CORE的有效磁导率和减少原边绕组的电感.在直流电流下气隙的加入可使CORE承受更加大的直流电流去产生HDC,而BDC却维持不变,因此在大的直流偏置下可有效地防止磁芯饱和,这对能量的储存与传递都是有利的. 当反激变压器工作于CCM时,有相当大的直流成份,这时就必须有气隙.外加的伏秒值,匝数和磁芯面积决定了B轴上ΔBac值; 直流的平均电流值,匝数和磁路长度决定了H轴上HDC值的位置. ΔBac对应了ΔHac 值的范围.可以看出,气隙大ΔHac就大. 如此,就必须有足够的磁芯气隙来防止饱和状态并平稳直流成分.图 4 有无气隙时返驰变压器磁芯第一象限磁滞回路2. 传输功率 .由于CORE材料特性,变压器形状(表面积对体积的比率),表面的热幅射,允许温升,工作环境等的不特定性,设计时不可把传输功率与变压器大小简单的作联系,应视特定要求作决策.因此用面积乘积法求得之AP值通常只作一种参考. 有经验之设计者通常可结合特定要求直接确定CORE之材质,形状,规格等.3. 原,副边绕组每匝伏数应保持相同.设计时往往会遇到副边匝数需由计算所得分数匝取整,而导致副边每匝伏数低于原边每匝伏数. 如此引起副边的每匝伏秒值小于原边,为使其达到平衡就必须减小 ton时间,用较长的时间来传输电能到输出端. 即要求导通占空比D小于0.5. 使电路工作于DCM模式.但在此需注意: 若 Lp太大,电流上升斜率小,ton时间又短(＜50%),很可能在"导通"结束时,电流上升值不大,出现电路没有能力去传递所需功率的现象. 这一现象是因系统自我功率限制之故.可通过增加AIR GAP和减小电感Lp,使自我限制作用不会产生来解决此问题.4. 电感值Lp .电感Lp在变压器设计初期不作重点考量. 因为Lp只影响开关电源的工作方式. 故此一参数由电路工作方式要求作调整. Lp的最大值与变压器损耗最小值是一致的. 如果设计所得Lp大,又要求以CCM方式工作,则刚巧合适. 而若需以DCM方式工作时,则只能用增大AIR GAP,降低Lp来达到要求,这样,一切均不会使变压器偏离设计.在实际设计中通过调整气隙大小来选定能量的传递方式(DCM / CCM) . 若工作于DCM方式,传递同样的能量峰值电流是很高的. 工作中开关Tr,输出二极体D以及电容C产生最大的损耗,变压器自身产生最大的铜损(I2R). 若工作于CCM方式,电感较大时,电流上升斜率低虽然这种状况下损耗最小,但这大的磁化直流成分和高的磁滞将使大多数铁磁物质产生磁饱和. 所以设计时应使用一个折衷的方法,使峰值电流大小适中,峰值与直流有效值的比值比较适中. 只要调整一个合适的气隙,就可得到这一传递方式,实现噪音小,效率合理之佳况.5. 磁饱和瞬时效应.在瞬变负载状况下,即当输入电压为VINmax而负载电流为Iomin时,若Io突然增加,则控制电路会立即加宽脉冲以提供补充功率. 此时,会出现VINmax和Dmax并存,即使只是一个非常短的时间,变压器也会出现饱和,引起电路失控. 为克服此一瞬态不良效应,可应用下述方法:变压器按高输入电压(VINmax),宽脉冲(Dmax)进行设计. 即设定低的ΔB工作模式,高的原边绕组匝数,但此方法之缺点是使变压器的效率降低.例 : 60watts ADAPTER POWER MAIN X'FMRINPUT : 90 ~ 264 Vac 47 ~ 63 HZ ;OUTPUT : DC 19V 0 ~ 3.16A ; Vcc = 12VDC 0.1Aη≧ 0.83 ; f s =70KHZ ; Duty cylce over 50%△t ≦40o (表面) @ 60W ; X'FMR限高 21mm.CASE Surface Temperature ≦ 78℃ .Note : Constant Voltage & Current Design (CR6848,CR6850) Step1. 选择CORE材质,确定△B本例为ADAPTER DESIGN,由于该类型机散热效果差,故选择CORE 材质应考量高Bs,低损耗及高μi材质,结合成本考量,在此选用Ferrite Core, 以TDK 之 PC40 or PC44为优选, 对比TDK DATA BOOK, 可知 PC44材质单位密度相关参数如下: μi = 2400 ± 25% Pvc = 300KW /m2 @100KHZ ,100℃Bs = 390mT Br = 60mT @ 100℃Tc = 215℃为防止X'FMR出现瞬态饱和效应, 此例以低△B设计.选△B = 60%Bm, 即△B = 0.6 * (390 - 60) = 198mT ≒0.2 TStep2 确定Core Size和 Type.1> 求core AP以确定 sizeAP= AW*Ae=(Pt*104)/(2ΔB*fs*J*Ku)= [(60/0.83+60)*104]/(2*0.2*70*103*400*0.2) = 0.59cm4式中 Pt = Po /η +Po 传递功率;J : 电流密度 A / cm2 (300~500) ; Ku: 绕组系数 0.2 ~ 0.5 .2> 形状及规格确定.形状由外部尺寸,可配合BOBBIN, EMI要求等决定,规格可参考AP值及形状要求而决定, 结合上述原则, 查阅TDK之DATA BOOK,可知RM10, LP32/13, EPC30均可满足上述要求,但RM10和EPC30可用绕线容积均小于LP32/13,在此选用LP32/13 PC44,其参数如下:Ae = 70.3 mm2 Aw = 125.3mm2 AL = 2630±25% le = 64.0mm AP = 0.88 cm4 Ve = 4498mm3 Pt = 164W ( forward )Step3 估算临界电流 IOB ( DCM / CCM BOUNDARY )本例以IL达80% Iomax时为临界点设计变压器.即 : IOB = 80%*Io(max) = 0.8*3.16 = 2.528 AStep4 求匝数比 nn = [VIN(min) / (Vo + Vf)] * [Dmax / (1-Dmax)] VIN(min) = 90*√2 - 20 = 107V= [107 / (19 + 0.6)] *[0.5 / (1- 0.5)]= 5.5 ≒ 6匝比 n 可取 5 或 6,在此取 6 以降低铁损,但铜损将有所增加.CHECK Dmax:Dmax = n (Vo +Vf) / [VINmin + n (Vo + Vf)]= 6*(19 + 0.6) /[107 + 6*(19 + 0.6)] = 0.52Step5 求CCM / DCM临ΔISB = 2IOB / (1-Dmax) = 2*2.528 / (1-0.52) = 10.533Step6 计算次级电感 Ls 及原边电感 LpLs = (Vo + Vf)(1-Dmax) * Ts / ΔISB = (19+0.6) * (1-0.52) * (1/70000) / 10=12.76uHLp = n2 Ls = 62 * 12.76 = 459.4 uH ≒ 460此电感值为临界电感,若需电路工作于CCM,则可增大此值,若需工作于DCM则可适当调小此值.Step7 求CCM时副边峰值电流ΔispIo(max) = (2ΔIs + ΔISB) * (1- Dmax) / 2 ΔIs = Io(max) / (1-Dmax) - (ΔISB / 2 )ΔIsp = ΔISB +ΔIs = Io(max) / (1-Dmax) + (ΔISB/2) = 3.16 / (1-0.52) + 10.533 / 2=11.85AStep8 求CCM时原边峰值电流ΔIppΔIpp = ΔIsp / n = 11.85 / 6 = 1.975 AStep9 确定Np、Ns1> NpNp = Lp * ΔIpp / (ΔB* Ae) = 460*1.975 / (0.2*70.3) = 64.6 Ts因计算结果为分数匝,考虑兼顾原、副边绕组匝数取整,使变压器一、二次绕组有相同的安匝值,故调整 Np =60Ts OR Np = 66Ts考量在设定匝数比n时,已有铜损增加,为尽量平衡Pfe与Pcu,在此先选Np = 60 Ts.2> NsNs = Np / n = 60 / 6 = 10 Ts3> Nvcc求每匝伏特数Va Va = (Vo + Vf) / Ns = (19+0.6) / 10 = 1.96 V/Ts∴ Nvcc = (Vcc + Vf) / Va =(12+1)/1.96=6.6 Step10 计算AIR GAPlg = Np2*μo*Ae / Lp = 602*4*3.14*10-7*70.3 / 0.46 = 0.69 mmStep11 计算线径dw1> dwpAwp = Iprms / J Iprms = Po / η/ VIN(min) = 60/0.83/107 = 0.676AAwp = 0.676 / 4 J取4A / mm2 or 5A / mm2= 0.1 (取Φ0.35mm*2)2> dwsAws = Io / J = 3.16 / 4 (Φ1.0 mm)量可绕性及趋肤效应,采用多线并绕,单线不应大于Φ0.4, Φ0.4之Aw= 0.126mm2, 則 0.79 (即Ns采用Φ0.4 * 6)3> dwvcc Awvcc = Iv / J = 0.1 /4上述绕组线径均以4A / mm2之计算,以降低铜损,若结构设计时线包过胖,可适当调整J之取值.4> 估算铜窗占有率.0.4Aw ≧Np*rp*π(1/2dwp)2 +Ns*rs*π(1/2dws)2 + Nvcc*rv*π(1/2dwv)20.4Aw≧60*2*3.14*(0.35/2)2+10*6*3.14+(0.4/2)2+7*3.14*(0.18/2)2≧ 11.54 + 7.54 + 0.178 = 19.260.4 * 125.3 = 50.1250.12 > 19.26 OKStep12 估算损耗、温升1.2.求出各绕组之线长.3.4.求出各绕组之RDC和Rac @100℃5.求各绕组之损耗功率6.加总各绕组之功率损耗(求出Total值)如 : Np = 60Ts , LP32/13BOBBIN绕线平均匝长 4.33cm则 INP = 60*4.33 = 259.8 cm Ns =10Ts则 INS = 10*4.33 = 43.3 cmNvcc = 7Ts則 INvc = 7 * 4.33 = 30.31cm查线阻表可知 : Φ0.35mm WIRE RDC =0.00268Ω/cm @ 100℃Φ0.40mm WIRE RDC = 0.00203Ω/cm @ 100℃Φ0.18mm WIRE RDC = 0.0106Ω/cm @ 100℃R@100℃ = 1.4*R@20℃求副边各电流值. 已知Io = 3.16A.副边平均峰值电流 : Ispa = Io / (1-Dmax ) = 3.16 / (1- 0.52) = 6.583A 副边直流有效电流: Isrms = √〔(1-Dmax)*I2spa〕= √(1- 0.52)*6.5832 = 4.56A副边交流有效电流: Isac = √(I2srms - Io2) = √(4.562-3.162) = 3.29A 求原边各电流值 :∵ Np*Ip = Ns*Is原边平均峰值电流 : Ippa = Ispa / n = 6.58 / 6 = 1.097A原边直流有效电流 : Iprms = Dmax * Ippa = 1.097 * 0.52 = 0.57A原边交流有效电流: Ipac = √D*I2ppa = 1.097*√0.52 = 0.79A求各绕组交、直流电阻.原边 : RPDC = ( lNp * 0.00268 ) / 2 = 0.348ΩRpac = 1.6RPDC = 0.557Ω副边 : RSDC = ( lNS*0.00203 ) /6 = 0.0146ΩRsac = 1.6RSDC = 0.0243ΩVcc绕组 : RDC =30.31*0.0106 = 0.321Ω计算各绕组交直流损耗:副边直流损 : PSDC = Io2RSDC = 3.162 * 0.0146 = 0.146W交流损 : Psac = I2sac*Rsac = 3.292*0.0234 = 0.253WTotal : Ps = 0.146 + 0.253 = 0.399 W原边直流损 : PPDC = Irms2RPDC = 0.572 * 0.348 = 0.113W交流損 : Ppac = I2pac*Rpac = 0.792*0.557 = 0.348W忽略Vcc绕组损耗(因其电流甚小) Total Pp = 0.461W总的线圈损耗 : Pcu = Pc + Pp = 0.399 + 0.461 = 0.86 W2> 计算铁损 PFe查TDK DATA BOOK可知PC44材之△B = 0.2T 时,Pv = 0.025W / cm2LP32 / 13之Ve = 4.498cm3PFe = Pv * Ve = 0.025 * 4.498 = 0.112W1.2.Ptotal = Pcu + PFe = 0.6 + 0.112 = 0.972 W3.4.估算温升△t依经验公式△t = 23.5PΣ/√Ap = 23.5 * 0.972 / √0.88 = 24.3 ℃估算之温升△t小于SPEC,设计OK.Step13 结构设计查LP32 / 13 BOBBIN之绕线幅宽为 21.8mm.考量安规距离之沿面距离不小于6.4mm.为减小LK提高效率,采用三明治结构,其结构如下 :X'FMR结构 :Np#13.2 / 3.22 -- AΦ0.35 * 2301LSHI#23.2 / 3.2SHI- 42mils * 1213LNs#33.2 / 3.28.9 - 6.7Φ0.4 * 6103LSHI#43.2 / 3.2SHI- 42mils * 1211LNp#53.2 / 3.2A -- 1Φ0.35 * 2301LNvcc#63.2 / 3.23 -- 4Φ0.1872L#7连结两A 点2L。
反击式开关变压器的原理
反击式开关变压器的原理
反击式开关变压器是一种用于电力系统中的一种变压器装置，其原理如下：
1. 基本原理：反击式开关变压器是将单相脉冲的电能转换成需要的电能形式，通过两个串联的独立的变压器来实现。
反击式开关变压器的核心是一个短路铁心，它包含两个独立的绕组。
2. 工作原理：当系统中的负载接通时，短路铁心中的电流产生一个磁场，该磁场通过相邻绕组产生电流。
同时，系统中的电源提供电能给绕组，然后通过加载电流产生磁场。
这两个独立的磁场彼此抵消，从而达到绕组之间的电流平衡。
3. 关键点：当系统中的电源被关闭时，短路铁心上的电流停止流动，这导致电压的突变，产生反击电动势。
这个反击电动势使得绕组中的电流快速下降，通过变压器的变比使输出电压增加。
因此，变压器的输出电压可以通过改变短路铁心上的电流来控制。
总结起来，反击式开关变压器的原理是通过短路铁心和两个独立绕组之间的相互作用，将单相脉冲的电能转换成需要的电能形式，并通过反击电动势实现输出电压的控制和调节。
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反激式开关电源变压器设计原理(Flyback Transformer Design Theory)第一节. 概述.反激式(Flyback)转换器又称单端反激式或"Buck-Boost"转换器.因其输出端在原边绕组断开电源时获得能量故而得名.离线型反激式转换器原理图如图.一、反激式转换器的优点有:1. 电路简单,能高效提供多路直流输出,因此适合多组输出要求.2. 转换效率高,损失小.3. 变压器匝数比值较小.4. 输入电压在很大的范围内波动时,仍可有较稳定的输出,目前已可实现交流输入在 85~265V间.无需切换而达到稳定输出的要求.二、反激式转换器的缺点有:1. 输出电压中存在较大的纹波,负载调整精度不高,因此输出功率受到限制,通常应用于150W以下.2. 转换变压器在电流连续(CCM)模式下工作时,有较大的直流分量,易导致磁芯饱和,所以必须在磁路中加入气隙,从而造成变压器体积变大.3. 变压器有直流电流成份,且同时会工作于CCM / DCM两种模式,故变压器在设计时较困难,反复调整次数较顺向式多,迭代过程较复杂.第二节. 工作原理在图1所示隔离反驰式转换器(The isolated flyback converter)中, 变压器" T "有隔离与扼流之双重作用.因此" T "又称为Transformer- choke.电路的工作原理如下:当开关晶体管 Tr ton时,变压器初级Np有电流 Ip,并将能量储存于其中(E = LpIp / 2).由于Np与Ns极性相反,此时二极管D反向偏压而截止,无能量传送到负载.当开关Tr off 时,由楞次定律 : (e = -N△Φ/△T)可知,变压器原边绕组将产生一反向电势,此时二极管D正向导通,负载有电流IL流通.反激式转换器之稳态波形如图2.由图可知,导通时间 ton的大小将决定Ip、Vce的幅值:Vce max = VIN / 1-DmaxVIN: 输入直流电压 ; Dmax : 最大工作周期Dmax = ton / T由此可知,想要得到低的集电极电压,必须保持低的Dmax,也就是Dmax＜0.5,在实际应用中通常取Dmax = 0.4,以限制Vcemax ≦ 2.2VIN.开关管Tr on时的集电极工作电流Ie,也就是原边峰值电流Ip 为: Ic = Ip = IL / n. 因IL = Io,故当Io一定时,匝比 n的大小即决定了Ic 的大小,上式是按功率守恒原则,原副边安匝数相等 NpIp = NsIs而导出. Ip亦可用下列方法表示:Ic = Ip = 2Po / (η*VIN*Dmax) η: 转换器的效率公式导出如下:输出功率 : Po = LIp2η / 2T输入电压 : VIN = L di / dt设di = Ip,且 1 / dt = f / Dmax,则:VIN = LIpf / Dmax 或 Lp = VIN*Dmax / Ipf则Po又可表示为 :Po = ηVINf DmaxIp2 / 2f Ip = 1/2ηVINDmaxIp∴ Ip = 2Po / ηVINDmax上列公式中 :VIN : 最小直流输入电压 (V)Dmax : 最大导通占空比Lp : 变压器初级电感 (mH)Ip : 变压器原边峰值电流 (A)f : 转换频率 (KHZ)图2 反激式转换器波形图由上述理论可知,转换器的占空比与变压器的匝数比受限于开关晶体管耐压与最大集电极电流,而此两项是导致开关晶体成本上升的关键因素,因此设计时需综合考量做取舍.反激式变换器一般工作于两种工作方式 :1. 电感电流不连续模式DCM (Discontinuous Inductor Current Mode)或称 " 完全能量转换 ": ton时储存在变压器中的所有能量在反激周期 (toff)中都转移到输出端.2. 电感电流连续模式CCM ( Continuous Inductor Current Mode) 或称 " 不完全能量转换 " : 储存在变压器中的一部分能量在toff末保留到下一个ton周期的开始.DCM和CCM在小信号传递函数方面是极不相同的,其波形如图3.实际上,当变换器输入电压VIN 在一个较大范围内发生变化,或是负载电流IL在较大范围内变化时,必然跨越着两种工作方式.因此反激式转换器要求在DCM / CCM都能稳定工作.但在设计上是比较困难的.通常我们可以以DCM / CCM 临界状态作设计基准.,并配以电流模式控制PWM.此法可有效解决DCM时之各种问题,但在 CCM时无消除电路固有的不稳定问题.可用调节控制环增益编离低频段和降低瞬态响应速度来解决CCM时因传递函数 " 右半平面零点 "引起的不稳定.DCM和CCM在小信号传递函数方面是极不相同的,其波形如图3.图3 DCM / CCM原副边电流波形图实际上,当变换器输入电压VIN在一个较大范围内发生变化,或是负载电流 IL在较大范围内变化时,必然跨越着两种工作方式.因此反激式转换器要求在DCM / CCM都能稳定工作.但在设计上是比较困难的.通常我们可以以DCM / CCM临界状态作设计基准.,并配以电流模式控制PWM.此法可有效解决DCM时之各种问题,但在CCM时无消除电路固有的不稳定问题.可用调节控制环增益编离低频段和降低瞬态响应速度来解决CCM时因传递函数 " 右半平面零点 "引起的不稳定.在稳定状态下,磁通增量ΔΦ在ton时的变化必须等于在"toff"时的变化,否则会造成磁芯饱和.因此,ΔΦ = VIN ton / Np = Vs*toff / Ns即变压器原边绕组每匝的伏特/秒值必须等于副边绕组每匝伏特/秒值.比较图3中DCM与CCM之电流波形可以知道:DCM状态下在Tr ton期间,整个能量转移波形中具有较高的原边峰值电流,这是因为初级电感值Lp相对较低之故,使Ip急剧升高所造成的负面效应是增加了绕组损耗(winding lose)和输入滤波电容器的涟波电流,从而要求开关晶体管必须具有高电流承载能力,方能安全工作.在CCM状态中,原边峰值电流较低,但开关晶体在ton状态时有较高的集电极电流值.因此导致开关晶体高功率的消耗.同时为达成CCM,就需要有较高的变压器原边电感值Lp,在变压器磁芯中所储存的残余能量则要求变压器的体积较DCM时要大,而其它系数是相等的.综上所述,DCM与CCM的变压器在设计时是基本相同的,只是在原边峰值电流的定义有些区别 ( CCM时 Ip = Imax - Imin ).第三节 FLYBACK TANSFORMER DESIGN一、FLYBACK变压器设计之考量因素:1. 储能能力.当变压器工作于CCM方式时,由于出现了直流分量,需加AIR GAP,使磁化曲线向 H 轴倾斜,从而使变压器能承受较大的电流,传递更多的能量.Ve: 磁芯和气隙的有效体积.or P = 1/2Lp (Imax2 - Imin2)式中Imax, Imin ——为导通周期末,始端相应的电流值.由于反激式变压器磁芯只工作在第一象限磁滞回线,磁芯在交、直流作用下的B.H效果与AIR GAP大小有密切关联,如图4.在交流电流下气隙对ΔBac无改变效果,但对ΔHac将大大增加,这是有利的一面,可有效地减小CORE的有效磁导率和减少原边绕组的电感.在直流电流下气隙的加入可使CORE承受更加大的直流电流去产生HDC,而BDC却维持不变,因此在大的直流偏置下可有效地防止磁芯饱和,这对能量的储存与传递都是有利的. 当反激变压器工作于CCM时,有相当大的直流成份,这时就必须有气隙.外加的伏秒值,匝数和磁芯面积决定了B轴上ΔBac值; 直流的平均电流值,匝数和磁路长度决定了H轴上HDC值的位置. ΔBac对应了ΔHac 值的范围.可以看出,气隙大ΔHac就大. 如此,就必须有足够的磁芯气隙来防止饱和状态并平稳直流成分.图 4 有无气隙时返驰变压器磁芯第一象限磁滞回路2. 传输功率 .由于CORE材料特性,变压器形状(表面积对体积的比率),表面的热幅射,允许温升,工作环境等的不特定性,设计时不可把传输功率与变压器大小简单的作联系,应视特定要求作决策.因此用面积乘积法求得之AP值通常只作一种参考. 有经验之设计者通常可结合特定要求直接确定CORE之材质,形状,规格等.3. 原,副边绕组每匝伏数应保持相同.设计时往往会遇到副边匝数需由计算所得分数匝取整,而导致副边每匝伏数低于原边每匝伏数. 如此引起副边的每匝伏秒值小于原边,为使其达到平衡就必须减小 ton时间,用较长的时间来传输电能到输出端. 即要求导通占空比D小于0.5. 使电路工作于DCM模式.但在此需注意: 若 Lp太大,电流上升斜率小,ton时间又短(＜50%),很可能在"导通"结束时,电流上升值不大,出现电路没有能力去传递所需功率的现象. 这一现象是因系统自我功率限制之故.可通过增加AIR GAP和减小电感Lp,使自我限制作用不会产生来解决此问题.4. 电感值Lp .电感Lp在变压器设计初期不作重点考量. 因为Lp只影响开关电源的工作方式. 故此一参数由电路工作方式要求作调整. Lp的最大值与变压器损耗最小值是一致的. 如果设计所得Lp大,又要求以CCM方式工作,则刚巧合适. 而若需以DCM方式工作时,则只能用增大AIR GAP,降低Lp来达到要求,这样,一切均不会使变压器偏离设计.在实际设计中通过调整气隙大小来选定能量的传递方式(DCM / CCM) . 若工作于DCM方式,传递同样的能量峰值电流是很高的. 工作中开关Tr,输出二极体D以及电容C产生最大的损耗,变压器自身产生最大的铜损(I2R). 若工作于CCM方式,电感较大时,电流上升斜率低虽然这种状况下损耗最小,但这大的磁化直流成分和高的磁滞将使大多数铁磁物质产生磁饱和. 所以设计时应使用一个折衷的方法,使峰值电流大小适中,峰值与直流有效值的比值比较适中. 只要调整一个合适的气隙,就可得到这一传递方式,实现噪音小,效率合理之佳况.5. 磁饱和瞬时效应.在瞬变负载状况下,即当输入电压为VINmax而负载电流为Iomin时,若Io突然增加,则控制电路会立即加宽脉冲以提供补充功率. 此时,会出现VINmax和Dmax并存,即使只是一个非常短的时间,变压器也会出现饱和,引起电路失控. 为克服此一瞬态不良效应,可应用下述方法:变压器按高输入电压(VINmax),宽脉冲(Dmax)进行设计. 即设定低的ΔB工作模式,高的原边绕组匝数,但此方法之缺点是使变压器的效率降低.例 : 60watts ADAPTER POWER MAIN X'FMRINPUT : 90 ~ 264 Vac 47 ~ 63 HZ ;OUTPUT : DC 19V 0 ~ 3.16A ; Vcc = 12VDC 0.1Aη≧ 0.83 ; f s =70KHZ ; Duty cylce over 50%△t ≦40o (表面) @ 60W ; X'FMR限高 21mm.CASE Surface Temperature ≦ 78℃ .Note : Constant Voltage & Current Design (CR6848,CR6850) Step1. 选择CORE材质,确定△B本例为ADAPTER DESIGN,由于该类型机散热效果差,故选择CORE 材质应考量高Bs,低损耗及高μi材质,结合成本考量,在此选用Ferrite Core, 以TDK 之 PC40 or PC44为优选, 对比TDK DATA BOOK, 可知 PC44材质单位密度相关参数如下: μi = 2400 ± 25% Pvc = 300KW /m2 @100KHZ ,100℃Bs = 390mT Br = 60mT @ 100℃Tc = 215℃为防止X'FMR出现瞬态饱和效应, 此例以低△B设计.选△B = 60%Bm, 即△B = 0.6 * (390 - 60) = 198mT ≒0.2 TStep2 确定Core Size和 Type.1> 求core AP以确定 sizeAP= AW*Ae=(Pt*104)/(2ΔB*fs*J*Ku)= [(60/0.83+60)*104]/(2*0.2*70*103*400*0.2) = 0.59cm4式中 Pt = Po /η +Po 传递功率;J : 电流密度 A / cm2 (300~500) ; Ku: 绕组系数 0.2 ~ 0.5 .2> 形状及规格确定.形状由外部尺寸,可配合BOBBIN, EMI要求等决定,规格可参考AP值及形状要求而决定, 结合上述原则, 查阅TDK之DATA BOOK,可知RM10, LP32/13, EPC30均可满足上述要求,但RM10和EPC30可用绕线容积均小于LP32/13,在此选用LP32/13 PC44,其参数如下:Ae = 70.3 mm2 Aw = 125.3mm2 AL = 2630±25% le = 64.0mm AP = 0.88 cm4 Ve = 4498mm3 Pt = 164W ( forward )Step3 估算临界电流 IOB ( DCM / CCM BOUNDARY )本例以IL达80% Iomax时为临界点设计变压器.即 : IOB = 80%*Io(max) = 0.8*3.16 = 2.528 AStep4 求匝数比 nn = [VIN(min) / (Vo + Vf)] * [Dmax / (1-Dmax)] VIN(min) = 90*√2 - 20 = 107V= [107 / (19 + 0.6)] *[0.5 / (1- 0.5)]= 5.5 ≒ 6匝比 n 可取 5 或 6,在此取 6 以降低铁损,但铜损将有所增加.CHECK Dmax:Dmax = n (Vo +Vf) / [VINmin + n (Vo + Vf)]= 6*(19 + 0.6) /[107 + 6*(19 + 0.6)] = 0.52Step5 求CCM / DCM临ΔISB = 2IOB / (1-Dmax) = 2*2.528 / (1-0.52) = 10.533Step6 计算次级电感 Ls 及原边电感 LpLs = (Vo + Vf)(1-Dmax) * Ts / ΔISB = (19+0.6) * (1-0.52) * (1/70000) / 10=12.76uHLp = n2 Ls = 62 * 12.76 = 459.4 uH ≒ 460此电感值为临界电感,若需电路工作于CCM,则可增大此值,若需工作于DCM则可适当调小此值.Step7 求CCM时副边峰值电流ΔispIo(max) = (2ΔIs + ΔISB) * (1- Dmax) / 2 ΔIs = Io(max) / (1-Dmax) - (ΔISB / 2 )ΔIsp = ΔISB +ΔIs = Io(max) / (1-Dmax) + (ΔISB/2) = 3.16 / (1-0.52) + 10.533 / 2=11.85AStep8 求CCM时原边峰值电流ΔIppΔIpp = ΔIsp / n = 11.85 / 6 = 1.975 AStep9 确定Np、Ns1> NpNp = Lp * ΔIpp / (ΔB* Ae) = 460*1.975 / (0.2*70.3) = 64.6 Ts因计算结果为分数匝,考虑兼顾原、副边绕组匝数取整,使变压器一、二次绕组有相同的安匝值,故调整 Np =60Ts OR Np = 66Ts考量在设定匝数比n时,已有铜损增加,为尽量平衡Pfe与Pcu,在此先选Np = 60 Ts.2> NsNs = Np / n = 60 / 6 = 10 Ts3> Nvcc求每匝伏特数Va Va = (Vo + Vf) / Ns = (19+0.6) / 10 = 1.96 V/Ts∴ Nvcc = (Vcc + Vf) / Va =(12+1)/1.96=6.6 Step10 计算AIR GAPlg = Np2*μo*Ae / Lp = 602*4*3.14*10-7*70.3 / 0.46 = 0.69 mmStep11 计算线径dw1> dwpAwp = Iprms / J Iprms = Po / η/ VIN(min) = 60/0.83/107 = 0.676AAwp = 0.676 / 4 J取4A / mm2 or 5A / mm2= 0.1 (取Φ0.35mm*2)2> dwsAws = Io / J = 3.16 / 4 (Φ1.0 mm)量可绕性及趋肤效应,采用多线并绕,单线不应大于Φ0.4, Φ0.4之Aw= 0.126mm2, 則 0.79 (即Ns采用Φ0.4 * 6)3> dwvcc Awvcc = Iv / J = 0.1 /4上述绕组线径均以4A / mm2之计算,以降低铜损,若结构设计时线包过胖,可适当调整J之取值.4> 估算铜窗占有率.0.4Aw ≧Np*rp*π(1/2dwp)2 +Ns*rs*π(1/2dws)2 + Nvcc*rv*π(1/2dwv)20.4Aw≧60*2*3.14*(0.35/2)2+10*6*3.14+(0.4/2)2+7*3.14*(0.18/2)2≧ 11.54 + 7.54 + 0.178 = 19.260.4 * 125.3 = 50.1250.12 > 19.26 OKStep12 估算损耗、温升1.2.求出各绕组之线长.3.4.求出各绕组之RDC和Rac @100℃5.求各绕组之损耗功率6.加总各绕组之功率损耗(求出Total值)如 : Np = 60Ts , LP32/13BOBBIN绕线平均匝长 4.33cm则 INP = 60*4.33 = 259.8 cm Ns =10Ts则 INS = 10*4.33 = 43.3 cmNvcc = 7Ts則 INvc = 7 * 4.33 = 30.31cm查线阻表可知 : Φ0.35mm WIRE RDC =0.00268Ω/cm @ 100℃Φ0.40mm WIRE RDC = 0.00203Ω/cm @ 100℃Φ0.18mm WIRE RDC = 0.0106Ω/cm @ 100℃R@100℃ = 1.4*R@20℃求副边各电流值. 已知Io = 3.16A.副边平均峰值电流 : Ispa = Io / (1-Dmax ) = 3.16 / (1- 0.52) = 6.583A 副边直流有效电流: Isrms = √〔(1-Dmax)*I2spa〕= √(1- 0.52)*6.5832 = 4.56A副边交流有效电流: Isac = √(I2srms - Io2) = √(4.562-3.162) = 3.29A 求原边各电流值 :∵ Np*Ip = Ns*Is原边平均峰值电流 : Ippa = Ispa / n = 6.58 / 6 = 1.097A原边直流有效电流 : Iprms = Dmax * Ippa = 1.097 * 0.52 = 0.57A原边交流有效电流: Ipac = √D*I2ppa = 1.097*√0.52 = 0.79A求各绕组交、直流电阻.原边 : RPDC = ( lNp * 0.00268 ) / 2 = 0.348ΩRpac = 1.6RPDC = 0.557Ω副边 : RSDC = ( lNS*0.00203 ) /6 = 0.0146ΩRsac = 1.6RSDC = 0.0243ΩVcc绕组 : RDC =30.31*0.0106 = 0.321Ω计算各绕组交直流损耗:副边直流损 : PSDC = Io2RSDC = 3.162 * 0.0146 = 0.146W交流损 : Psac = I2sac*Rsac = 3.292*0.0234 = 0.253WTotal : Ps = 0.146 + 0.253 = 0.399 W原边直流损 : PPDC = Irms2RPDC = 0.572 * 0.348 = 0.113W交流損 : Ppac = I2pac*Rpac = 0.792*0.557 = 0.348W忽略Vcc绕组损耗(因其电流甚小) Total Pp = 0.461W总的线圈损耗 : Pcu = Pc + Pp = 0.399 + 0.461 = 0.86 W2> 计算铁损 PFe查TDK DATA BOOK可知PC44材之△B = 0.2T 时,Pv = 0.025W / cm2LP32 / 13之Ve = 4.498cm3PFe = Pv * Ve = 0.025 * 4.498 = 0.112W1.2.Ptotal = Pcu + PFe = 0.6 + 0.112 = 0.972 W3.4.估算温升△t依经验公式△t = 23.5PΣ/√Ap = 23.5 * 0.972 / √0.88 = 24.3 ℃估算之温升△t小于SPEC,设计OK.Step13 结构设计查LP32 / 13 BOBBIN之绕线幅宽为 21.8mm.考量安规距离之沿面距离不小于6.4mm.为减小LK提高效率,采用三明治结构,其结构如下 :X'FMR结构 :Np#13.2 / 3.22 -- AΦ0.35 * 2301LSHI#23.2 / 3.2SHI- 42mils * 1213LNs#33.2 / 3.28.9 - 6.7Φ0.4 * 6103LSHI#43.2 / 3.2SHI- 42mils * 1211LNp#53.2 / 3.2A -- 1Φ0.35 * 2301LNvcc#63.2 / 3.23 -- 4Φ0.1872L#7连结两A 点2L。