第七章-MOS管模拟集成电路设计基础

图7.3.1 NMOS基本电流镜
2) NMOS威尔逊电流镜 NMOS基本电流镜因为沟道长度调制效应的作用，交流输出电阻变小。
从电路理论可知，采用电流串联负反馈也可以提高电路的输出电阻。 威尔逊电流镜正是 这样的结构。
NMOS威尔逊电流 镜的电路如右图所示。 提高输出电阻的基本 原理是在M1的源极接 有M2而形成的电流 串联负反馈。
图(a)，V1=VGS1，V2=VGS1+VGS2；图(b)是一个CMOS的分压器结构，它的分压原 理与NMOS并没有什么区别，它的Vo也可以用上式计算。
图6-3-15
上面简单的分压电路有一个共同的缺点，那就是它们的输出电 压值随着电源电压的变化将发生变化。究其原因是因为电漏电压的 波动直接转变为MOS晶体管的VGS的变化。如果电源电压的波动能够被 某个器件“消化”掉，而不对担当电压输出的VGS产生影响就可以使 输出电压不受电源电压波动的影响。
（1） 通用电压源
通用电压源是一些简单的电路，它按电路要求产生直流电压， 并控制相关器件的工作状态，一般没有特殊要求。
最简单的电压源是分压电路，它的输出既可以是单点的，也可 以是多点的。在电子线路中常采用电阻分压电路作为电压偏置的发 生电路，在模拟集成电路中则常采用有源电阻作为分压电路的基本 单元。图6-3-15给出了全NMOS的分压器电路图(a)和CMOS的分压器电 路图(b)。
图6-3-10 PMOS电流镜
4) 参考支路电流Ir 形成参考支路的电流的基本原理很简单，只要能够形成对电源(NMOS电流镜)
或对(PMOS电流镜)的通路即可。 (1)简单的电阻负载参考支路
图6-3-11
(2)有源负载的参考支路 图6-3-12
图6-3-13
(3)自给基准电流的结构 如果在电流镜中的
图6-3-15
2、电压偏置电路
前面虽然尚未介绍电压偏置电路，但实际上在上一段已经用到了电压偏置， 例如，电流镜中VGS1和有源负载的偏置电压VB。在这一部分将重点介绍各种电压 偏置电路的设计。
在模拟集成电路中的电压偏置分为两种类型：通用电压偏置电路和基准电压 电路。通用电压偏置电路用于对电路中一些精度要求较低的电路节点施以电压控 制；基准电压电路则是作为电压参考点对电路的某些节点施以控制。
要使VGS不发生变化，对于栅漏短接的MOS管必须满足两个条wk.baidu.com： 一是VGS不能被直接作用，二是MOS晶体管的电流不能发生变化。
利用稳压管的输出特性同样可以得到稳定的输出电压。稳压管 的符号和伏-安特性如下图所示。
图6-3-16
在MOS模拟集成电路中的稳压管可以采用pn+结构和p+n+结构制 作，其中，pn+结构的稳压值VZ在6.5~7.5V，p+n+结构的稳压值VZ在 4.5V左右。从稳压管的输出特性曲线可以看出，当电流在一定的 范围内波动时，它的输出电压变化很小。从这一点我们又得到了 一个器件的电阻特性：稳压管具有直流电阻大于交流电阻的特性。 当然，当稳压管正向运用的时候，它就是一个普通的二极管，它 的正向特性也表现为直流电阻大于交流电阻。
图6-3-9
NMOS电流镜所能提供的电流偏置通常情况下是灌电流，即电流是流入漏极的 情况。如果需要的是拉电流，则可采用PMOS电流镜。 3) PMOS电流镜
PMOS电流镜的结构与工作原理与NMOS结构相同。下图给出了PMOS的基本电流 镜(a) 、威尔逊电流镜(b)和改进型的威尔逊电流镜(c) 。
利用稳压管构造电压偏置电路的基本结构非常简单，下图给出了电阻和稳 压管串联的电路结构和采用有源负载结构的电路形式。
图6-3-17
（2）基准电压源
（a）NMOS管
（b）PMOS管 图7.2.1 有源电阻
1、电流偏置电路
在模拟集成电路中，电流偏置电路的基本形式是电流
镜。所谓的电流镜是由两个
或多个并联的相关电流
支路组成，各支路的电
流依据一定的器件比例
关系而成比例。
1) NMOS基本电流镜
NMOS基本电流镜
由两个NMOS晶体管组
成，如图7.3.1所示。
图7.3.2 NMOS威尔逊电流镜
M2在电路中相当于一个串联电阻(有源电阻)，构成电流串联负反馈。M3 的漏节点提供了M1的偏置电压，如果因为某种原因使输出电流Io增加，这个增 加了的电流同时也将导致M2的VGS2增加，使得M1的栅源电压VGS1减小，从而 使电流减小。反之，如果某种原因使Io减小，同样也会因M2的作用阻止电流变 小。正是因为M2的电流串联负反馈的作用，使Io趋于恒流，提高了交流输出电 阻。
右图所示的是威尔电流 镜的改进结构。由M4构成的 有源电阻“消耗”了一个VGS， 使M2、M3的源漏电压相等。 如果M1和M2的宽长比相同， 从M1、M2的栅极到M2、M3 的源极的压差为2VGS2，如果 M2、M3相同，则M4的栅源 电压就为VGS2，使M3管的源 漏电压和M2的源漏电压相 同，都为VGS2。这样的改进 使参考支路和输出支路电流 以一个几乎不变的比例存在。
在这个结构中，如果M1利M2的宽长比相同(其他的器件参数也相同)，因 为在其中流过的电流相同，则它们的VGS必然相同，使M3的VGS3=2VGS2，而 M2的VDS2=VGS2。M1、 M2的这种VDS上的差异也将导致参考电流与输出电流 的误差，这时的参考电流将大于输出电流。如果M1的宽长比大于M2的宽长比， 根据萨氏方程，在相同的电流条件下，导电因子K大则所需的VGS就比较小。 VGS1的减小使得M3的VDS3减小，缩小了M2和M1的VDS差别，可以使误差减小。 但即使M1的宽长比再大，也不可能使VDS3=VDS2，所以，若要消除误差必须在 M3的漏极上串接一个电阻消耗掉多余的电压，使VDS3=VDS2。
参考电流就是一个恒流 (如右图所示) 那么，
整个电路中的相关支路 电流就获得了稳定不变 的基础。
图6-3-14
右图给出了一种自
给基准电流的结构形式。
M1、M2、M3组成了一个两 输出支路的NMOS电流镜，
M4、M5和M6组成了两输出 支 路 的 PMOS 电 流 镜 。 M7 、 M8和R所构成的“启动” 电路 。