宽带直流放大器设计方案
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方案二：使用集成运放 OPA620 构成 2 级放大 单个 OPA620 的增益可调范围为 -20bB — +20dB ，采用两级相连，则可以实 现-40dB-+40dB 的可调范围。从厂商的数据手册可以看出，OPA620 外围电路简单， 容易操控，通频带内增益起伏小于 0.05dB，且放大效果较好。但是若要求实现提高 部分 0-60dB 全范围的连续可调，两级 OPA620 放大则不能达到题目要求。 方案三：使用低噪声增益可控放大器 AD603 使用两级 AD603 构成的增益可调放大电路。 AD603 是主要用于 RF 和 IF AGC 系统的低噪声可调增益放大器，它具有引脚可 编程增益功能，可以使用一个外部电阻设置增益范围内的任何增益子范围，控制接 口可以输入差分电压，也可以输入单端的正控制或负控制电压，使用十分方便。单 级 AD603 便可以实现 0-40dB 的电压放大，且该增益范围内有 30MHz 的频带宽，性 能优异，如果采用两级连放，理论上可以实现 0-80dB 的增益可调范围，能满足题目 要求。其次，AD603 构成的增益可控放大电路有很大的提升空间，可以通过电位器 获取基准电压进行手动控制，通过模拟开关连接电阻器实现增益程控，通过单片机 配合 DAC 模块实现不同精度的增益数控。 所以比较上述两种方案，AD603 与 OPA620 相比，容易实现增益数控，AD603 有更高的性价比，我们最终选择方案三。
Baidu Nhomakorabea
图 3-3 4.中间放大级
AD603 有 20mV 的输出失调电压，该电压会被逐级放大，当增益较大时，放 大后的回波信号直流电位会大大偏离零点，导致输出波形信号顶部和底部出现严重 的非线性失真。由于 AD603 本身没有设置调零控制端，所以只能在 AD603 输入端加 入直流偏移调零电路。图 3-4 中 AGC 为单片机 DAC 控制增益信号接口。
电路如图 3-1 所示：
图 3-1
2.通频带选择电路
通过单片机一个 IO 口控制继电器，切换 5M 和 10M 通频带，电路如图 3-2 所示。
图 3-2
3．椭圆滤波器
我们使用 Filter Solutions 分别设计了-3dB 截止频率为 5MHz 和 10MHz 的九阶 无源椭圆滤波器。并通过仿真软件对电容电感值做调整。图 3-2 分别为 5MHz 和 10MHz 的椭圆滤波器电路及其幅频特性曲线图。
放大器不自激的条件是：
当Ad j F j 1时 j 或 j = (2n+1)时Ad j F j 1
本设计的前置放大电路采取单级运放负反馈，保证了放大器在反馈条件下稳定运 行。末级功放运用相位补偿技术，加入补偿电容调整末级功放的开环特性。
三、电路设计
1．输入缓冲级
前置缓冲级采用宽带高精度运放 OPA620，它具有很低的输入噪声电流和电压， 分别为 2.3pA/Hz½和 2.3nV/Hz½,其增益带宽积为 200MHz，作前置缓冲级不需要高增 益的要求，只须保证小信号的充分放大，低噪声的供给下一级放大电路即可。另外， 该电路必须加入调零电路，补偿静态时输入失调电压造成的输出偏移。
2.中间增益放大级方案论证
方案一：采用三极管构成多级放大电路
若用分立元件构成 60dB 放大器，则须采用三极管构成的多级放大器。此方案 有选材方便和成本较低的优点，但是选择性能合适的三级管比较费时间，选择合适 的三极管配对组合更是不容易，并且题目给出的指标较高，三级管构成的多级放大 器容易引起更多的干扰，影响放大质量。此外，晶体管构成的多级放大电路不易实 现大范围的增益连续可调，这是相比于集成运算放大器的又一大缺点。所以，我们 对下一种方案进行论证。
5.放大器稳定性
在放大器电路中为了提高运算精度，在电路中加入了负反馈回路，且负反馈越 深，闭环特性越好。但在级联运放放大电路中，工作频率较高时，它所产生的附加 相移可能会使负反馈回路的开环增益下降到 1 而达到 180°，使原来处于负反馈的 回路的放大器转变为不可控的正反馈状态，产生自激振荡，破坏放大器的正常工作。
调节，在操作上有一定的局限性，偏离当今电子类产品智能化、高效化发展的主题。 通过上述方案比较，我们选择方案一，单片机 89C51 和 DAC0832 实现增益连
续可调，并可充分利用单片机拓展显示和预置功能。
4.后级功率放大电路
方案一：采用分立元件搭建 若采用分立元件，使用大功率、高速三极管推挽输出可以提高放大器的输出功， 驱动能力较强，但这种电路温度漂移严重，低频及直流时会严重影响输出效果。并 且元器件较多，布线与调试繁琐、抗干扰能力较差。 方案二：利用集成功率放大实现 若采用集成电路芯片，则电路简单、调节方便、性能稳定。但集成功放一般用 于音频放大，难以实现题目要求的带宽。 方案三：采用集成运放配合分立元件搭建的后级功率放大 前级由运放对信号进行放大,后级由分立元件搭成功率放大电路对信号进行功 率放大。本模块选用 THS3091 配合高频功率对管 2N2905A 和 2N2219A 晶体三极管构 成准互补对称的功放电路。相比直接由两片集成运放并联级构成的功放电路具有更 高的输出功率和更强的带负载能力。 方案四：由高输出电流及电压型运放并联构成功率型放大器 本方案直接使用三个 THS3091 并联组成后级功放电路。THS3091 为高电压低失真 高电流输出运放，三个 THS3091 并联构成的末级功率放大电路，比方案三中 THS3091 配合高频功率管构成的功放更加稳定，电路简单可靠，调试方便，这样大大节约了 设计时间，提高了效率，且容易达到设计的要求指标。 综上所述，我们选择方案四。
5.直流电源部分
方案一：线性稳压电源 线性稳压电源具有低成本，使用方便，稳压性能较好，输出纹波小等优点，由 于线性集成稳压电路输出电流不大，所以仅适用于小功率应用场合。使用 W317、 LM7805、LM7905 分别设计±18V 和±5V 的直流稳压电源。性集成稳压器 W317 具有 较高性能指标，电压调整率可达 0.02%，电流调整率可达 0.1%以上，纹波抑制比为 66dB。 方案二：开关型稳压电源 开关型稳压电源的优点是工作效率高，特别适合于大功率输出电路。而电源电 路中开关晶体管带来额外的噪声，消除噪声干扰必须附加较多的电感、电容等元器 件，因而成本相对较高。 为了合理满足整个放大系统的供电需求，我们选择方案一。
4.抑制直流零点漂移
零点漂移是直流放大器直流工作点的渐进的慢变化。产生零点漂移的因数很多， 电路中任何元器件参数的变化，供电电源的波动，都会造成输出电压的漂移。但主 要因数还是温度的影响。零漂是一种不规则的缓慢变化，增益越大，放大级数越多， 在输出端出现的零漂现象越严重，因此主要考虑放大电路第一级零漂的抑制。所以 要选择宽带的低噪声，低失真的高精度运放做为前级缓冲器，并作相应的补偿电路。
3.增益控制电路
方案一:单片机和数模转换芯片实现增益可调 使用 89C51 单片机，选择稳定的基准电压，配合 DAC0832 输出电压信号控制 AD603，从而实现增益数控。 DAC0832 是采样频率为 8 位的 D/A 转换芯片，集成电路内有两级输入寄存器， D/A 转换结果采用电流形式输出，理论精度为 1/256，能满足增益步进 5dB 的要求。 该芯片价格便宜，使用方便，算是较常用的 8 位 DAC 芯片。该芯片为电流输出型， 若采用该芯片实现 AD603 的增益可控，则须在输出端加上运算放大器 LM324，实现 电流到电压的转换，从而稳定实现增益可调。 方案二：单片机、模拟开关和电阻网络实现增益可调 使用 89C51 单片机，配合模拟开关控制不少于 12 个串联的电阻，通过取得电阻 上的稳定电压控制 AD603，从而实现步进为 5dB 的增益数控。模拟开关控制电阻网 络与 DAC 模块工作原理相似，但是精度就远远不如 8 位 DAC，并且使用模拟开关 和电阻网络扩大了控制电路，电路集成度降低，引入更多的干扰因素。再者，从成 本上看来，该方案也是不经济的。 方案三：滑动变阻器实现增益手动可调 通过电位器获取与基准电压成一定比例的控制电压输入 AD603 控制端，实现手 动增益可调。 该方案很容易实现增益连续可调，相比以上两种方案成本是最低的，理论控制 精度最高，精度仅有电阻器可调精度决定，但是此方案仅适用于固定范围内的手动
3.线性相位
线性相位就是从系统的频率响应来看，要求其相频特性是一条经过原点的直
线，即 t0, 此时，信号传输不会产生相位失真。对于传输系统相频特性另一
种描述方法是群延时τ，定义为 d d。本系统各放大模块采用的放大器，
从各芯片数据手册的相频特性曲线看，不是线性相位的。椭圆滤波器通过滤波器软 件仿真，从相频特性曲线（图 3-2）看也不是线性的。线性相位可以通过一个全通 型相位补偿网络与滤波器级联来实现，不会降低滤波器的幅频特性，可将整个系统 的群延时波动减小。
二、理论分析与参数计算
1.带宽增益积
带宽增益积（GBP）是用来衡量放大器性能的一个参数。这个参数表示增益和带 宽的乘积，且对于电压反馈型运放这一乘积是一常数。
题目要求放大器电压增益 Av 大于等于 60dB，即 Gain 1000V/V.通频带 0—10MHz。 所以本放大器的带宽增益积为
GBP=1000*10M=10G 单个放大器很难达到 10G 的带宽增益积，因此要考虑多级放大器级联。并根据 各放大器的增益带宽积合理地配置其增益和带宽。根据所用放大器元件，我们将系 统主要指标分配为： (1)前级缓冲级：增益为 6dB，带宽大于 30MHz; (2)中间放大级：增益为 40dB,带宽为 30MHz; (3)末级放大级：增益为 18dB,带宽大于 11.6MHz。 系统实现总增益多于 60dB 的放大，带宽大于 10MHz。
2.通频带内增益起伏控制
由于各运放器件及滤波器的幅频特性不平坦等诸多因素，系统通频带内增益会 起伏。题目要求在 0—9MHz 的通频带内，增益起伏小于 1dB。因各级增益是对数相 加的关系，可分别对各级进行增益起伏控制。
(1)前级缓冲级：选择增益平坦度较小的运放，使用 OPA620，其增益平坦度为 0.05dB
基于以上要求，我们把整个放大器分为 5 个板块来设计。前置缓冲级，中间增 益可调放大级，后级功率放大电路，电源部分和滤波器。
系统总体框图：
1.前置缓冲级方案论证
方案一：采用宽带高精度集成运放。 缓冲级对整个放大电路来说尤为重要，高质量的前级是放大电路的基本保障， 故本设计中采用宽带高精度低噪声运算放大器 OPA620 构成电压增益为 6dB 的缓冲 级。该运放增益宽带乘积为 200M 赫兹，能很好的满足题目要求。 方案二：采用普通运放。 普通运放虽然价格稍低，但是带宽和精度都十分有限，理论上虽然能用反馈的 方式扩宽通频带，但是题目要求的 10M 赫兹频带太宽，故普通低价的运放很难达到 实验要求。 比较上述两种方案，方案一能更好的完善题要求的指标，方案二虽然成本较低， 但是不容易达到题目要求，且前级配置的高低对后级电路影响很大。故选择方案一。
宽带直流放大器方案设计
一、方案的选择和论证
分析题目要求，设计需要满足以下几个技术指标：在输入电压有效值 Vi≤10 mV 情况下放大器电压增益必须大于 60dB，且电压增益为 60dB 时，输出端噪声电压的 峰－峰值 VONPP≤0.3V。另外，3dB 通频带 0～10MHz；在 0～9MHz 通频带内增 益起伏≤1dB，能为 50 欧姆的负载输出正弦有效值 10V 的电压。
(2)中间级联放大级：中间放大级增益最大，增益起伏主要来自于这一级。 使用两片 AD603 级联 增益平坦度为 0.2dB
(3)末级放大级：65MHz 带宽增益平坦度为 0.1dB (4)滤波器：增益平坦度为 0.1dB 总增益平坦度为 0.45dB<1dB (5)另外，直流供电的稳定性也会对各级放大产生影响。需要对直流电源输 入作电容电感的π型滤波，有效滤除低频波纹和高频分量 。
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图 3-3 4.中间放大级
AD603 有 20mV 的输出失调电压，该电压会被逐级放大，当增益较大时，放 大后的回波信号直流电位会大大偏离零点，导致输出波形信号顶部和底部出现严重 的非线性失真。由于 AD603 本身没有设置调零控制端，所以只能在 AD603 输入端加 入直流偏移调零电路。图 3-4 中 AGC 为单片机 DAC 控制增益信号接口。
电路如图 3-1 所示：
图 3-1
2.通频带选择电路
通过单片机一个 IO 口控制继电器，切换 5M 和 10M 通频带，电路如图 3-2 所示。
图 3-2
3．椭圆滤波器
我们使用 Filter Solutions 分别设计了-3dB 截止频率为 5MHz 和 10MHz 的九阶 无源椭圆滤波器。并通过仿真软件对电容电感值做调整。图 3-2 分别为 5MHz 和 10MHz 的椭圆滤波器电路及其幅频特性曲线图。
放大器不自激的条件是：
当Ad j F j 1时 j 或 j = (2n+1)时Ad j F j 1
本设计的前置放大电路采取单级运放负反馈，保证了放大器在反馈条件下稳定运 行。末级功放运用相位补偿技术，加入补偿电容调整末级功放的开环特性。
三、电路设计
1．输入缓冲级
前置缓冲级采用宽带高精度运放 OPA620，它具有很低的输入噪声电流和电压， 分别为 2.3pA/Hz½和 2.3nV/Hz½,其增益带宽积为 200MHz，作前置缓冲级不需要高增 益的要求，只须保证小信号的充分放大，低噪声的供给下一级放大电路即可。另外， 该电路必须加入调零电路，补偿静态时输入失调电压造成的输出偏移。
2.中间增益放大级方案论证
方案一：采用三极管构成多级放大电路
若用分立元件构成 60dB 放大器，则须采用三极管构成的多级放大器。此方案 有选材方便和成本较低的优点，但是选择性能合适的三级管比较费时间，选择合适 的三极管配对组合更是不容易，并且题目给出的指标较高，三级管构成的多级放大 器容易引起更多的干扰，影响放大质量。此外，晶体管构成的多级放大电路不易实 现大范围的增益连续可调，这是相比于集成运算放大器的又一大缺点。所以，我们 对下一种方案进行论证。
5.放大器稳定性
在放大器电路中为了提高运算精度，在电路中加入了负反馈回路，且负反馈越 深，闭环特性越好。但在级联运放放大电路中，工作频率较高时，它所产生的附加 相移可能会使负反馈回路的开环增益下降到 1 而达到 180°，使原来处于负反馈的 回路的放大器转变为不可控的正反馈状态，产生自激振荡，破坏放大器的正常工作。
调节，在操作上有一定的局限性，偏离当今电子类产品智能化、高效化发展的主题。 通过上述方案比较，我们选择方案一，单片机 89C51 和 DAC0832 实现增益连
续可调，并可充分利用单片机拓展显示和预置功能。
4.后级功率放大电路
方案一：采用分立元件搭建 若采用分立元件，使用大功率、高速三极管推挽输出可以提高放大器的输出功， 驱动能力较强，但这种电路温度漂移严重，低频及直流时会严重影响输出效果。并 且元器件较多，布线与调试繁琐、抗干扰能力较差。 方案二：利用集成功率放大实现 若采用集成电路芯片，则电路简单、调节方便、性能稳定。但集成功放一般用 于音频放大，难以实现题目要求的带宽。 方案三：采用集成运放配合分立元件搭建的后级功率放大 前级由运放对信号进行放大,后级由分立元件搭成功率放大电路对信号进行功 率放大。本模块选用 THS3091 配合高频功率对管 2N2905A 和 2N2219A 晶体三极管构 成准互补对称的功放电路。相比直接由两片集成运放并联级构成的功放电路具有更 高的输出功率和更强的带负载能力。 方案四：由高输出电流及电压型运放并联构成功率型放大器 本方案直接使用三个 THS3091 并联组成后级功放电路。THS3091 为高电压低失真 高电流输出运放，三个 THS3091 并联构成的末级功率放大电路，比方案三中 THS3091 配合高频功率管构成的功放更加稳定，电路简单可靠，调试方便，这样大大节约了 设计时间，提高了效率，且容易达到设计的要求指标。 综上所述，我们选择方案四。
5.直流电源部分
方案一：线性稳压电源 线性稳压电源具有低成本，使用方便，稳压性能较好，输出纹波小等优点，由 于线性集成稳压电路输出电流不大，所以仅适用于小功率应用场合。使用 W317、 LM7805、LM7905 分别设计±18V 和±5V 的直流稳压电源。性集成稳压器 W317 具有 较高性能指标，电压调整率可达 0.02%，电流调整率可达 0.1%以上，纹波抑制比为 66dB。 方案二：开关型稳压电源 开关型稳压电源的优点是工作效率高，特别适合于大功率输出电路。而电源电 路中开关晶体管带来额外的噪声，消除噪声干扰必须附加较多的电感、电容等元器 件，因而成本相对较高。 为了合理满足整个放大系统的供电需求，我们选择方案一。
4.抑制直流零点漂移
零点漂移是直流放大器直流工作点的渐进的慢变化。产生零点漂移的因数很多， 电路中任何元器件参数的变化，供电电源的波动，都会造成输出电压的漂移。但主 要因数还是温度的影响。零漂是一种不规则的缓慢变化，增益越大，放大级数越多， 在输出端出现的零漂现象越严重，因此主要考虑放大电路第一级零漂的抑制。所以 要选择宽带的低噪声，低失真的高精度运放做为前级缓冲器，并作相应的补偿电路。
3.增益控制电路
方案一:单片机和数模转换芯片实现增益可调 使用 89C51 单片机，选择稳定的基准电压，配合 DAC0832 输出电压信号控制 AD603，从而实现增益数控。 DAC0832 是采样频率为 8 位的 D/A 转换芯片，集成电路内有两级输入寄存器， D/A 转换结果采用电流形式输出，理论精度为 1/256，能满足增益步进 5dB 的要求。 该芯片价格便宜，使用方便，算是较常用的 8 位 DAC 芯片。该芯片为电流输出型， 若采用该芯片实现 AD603 的增益可控，则须在输出端加上运算放大器 LM324，实现 电流到电压的转换，从而稳定实现增益可调。 方案二：单片机、模拟开关和电阻网络实现增益可调 使用 89C51 单片机，配合模拟开关控制不少于 12 个串联的电阻，通过取得电阻 上的稳定电压控制 AD603，从而实现步进为 5dB 的增益数控。模拟开关控制电阻网 络与 DAC 模块工作原理相似，但是精度就远远不如 8 位 DAC，并且使用模拟开关 和电阻网络扩大了控制电路，电路集成度降低，引入更多的干扰因素。再者，从成 本上看来，该方案也是不经济的。 方案三：滑动变阻器实现增益手动可调 通过电位器获取与基准电压成一定比例的控制电压输入 AD603 控制端，实现手 动增益可调。 该方案很容易实现增益连续可调，相比以上两种方案成本是最低的，理论控制 精度最高，精度仅有电阻器可调精度决定，但是此方案仅适用于固定范围内的手动
3.线性相位
线性相位就是从系统的频率响应来看，要求其相频特性是一条经过原点的直
线，即 t0, 此时，信号传输不会产生相位失真。对于传输系统相频特性另一
种描述方法是群延时τ，定义为 d d。本系统各放大模块采用的放大器，
从各芯片数据手册的相频特性曲线看，不是线性相位的。椭圆滤波器通过滤波器软 件仿真，从相频特性曲线（图 3-2）看也不是线性的。线性相位可以通过一个全通 型相位补偿网络与滤波器级联来实现，不会降低滤波器的幅频特性，可将整个系统 的群延时波动减小。
二、理论分析与参数计算
1.带宽增益积
带宽增益积（GBP）是用来衡量放大器性能的一个参数。这个参数表示增益和带 宽的乘积，且对于电压反馈型运放这一乘积是一常数。
题目要求放大器电压增益 Av 大于等于 60dB，即 Gain 1000V/V.通频带 0—10MHz。 所以本放大器的带宽增益积为
GBP=1000*10M=10G 单个放大器很难达到 10G 的带宽增益积，因此要考虑多级放大器级联。并根据 各放大器的增益带宽积合理地配置其增益和带宽。根据所用放大器元件，我们将系 统主要指标分配为： (1)前级缓冲级：增益为 6dB，带宽大于 30MHz; (2)中间放大级：增益为 40dB,带宽为 30MHz; (3)末级放大级：增益为 18dB,带宽大于 11.6MHz。 系统实现总增益多于 60dB 的放大，带宽大于 10MHz。
2.通频带内增益起伏控制
由于各运放器件及滤波器的幅频特性不平坦等诸多因素，系统通频带内增益会 起伏。题目要求在 0—9MHz 的通频带内，增益起伏小于 1dB。因各级增益是对数相 加的关系，可分别对各级进行增益起伏控制。
(1)前级缓冲级：选择增益平坦度较小的运放，使用 OPA620，其增益平坦度为 0.05dB
基于以上要求，我们把整个放大器分为 5 个板块来设计。前置缓冲级，中间增 益可调放大级，后级功率放大电路，电源部分和滤波器。
系统总体框图：
1.前置缓冲级方案论证
方案一：采用宽带高精度集成运放。 缓冲级对整个放大电路来说尤为重要，高质量的前级是放大电路的基本保障， 故本设计中采用宽带高精度低噪声运算放大器 OPA620 构成电压增益为 6dB 的缓冲 级。该运放增益宽带乘积为 200M 赫兹，能很好的满足题目要求。 方案二：采用普通运放。 普通运放虽然价格稍低，但是带宽和精度都十分有限，理论上虽然能用反馈的 方式扩宽通频带，但是题目要求的 10M 赫兹频带太宽，故普通低价的运放很难达到 实验要求。 比较上述两种方案，方案一能更好的完善题要求的指标，方案二虽然成本较低， 但是不容易达到题目要求，且前级配置的高低对后级电路影响很大。故选择方案一。
宽带直流放大器方案设计
一、方案的选择和论证
分析题目要求，设计需要满足以下几个技术指标：在输入电压有效值 Vi≤10 mV 情况下放大器电压增益必须大于 60dB，且电压增益为 60dB 时，输出端噪声电压的 峰－峰值 VONPP≤0.3V。另外，3dB 通频带 0～10MHz；在 0～9MHz 通频带内增 益起伏≤1dB，能为 50 欧姆的负载输出正弦有效值 10V 的电压。
(2)中间级联放大级：中间放大级增益最大，增益起伏主要来自于这一级。 使用两片 AD603 级联 增益平坦度为 0.2dB
(3)末级放大级：65MHz 带宽增益平坦度为 0.1dB (4)滤波器：增益平坦度为 0.1dB 总增益平坦度为 0.45dB<1dB (5)另外，直流供电的稳定性也会对各级放大产生影响。需要对直流电源输 入作电容电感的π型滤波，有效滤除低频波纹和高频分量 。