倍流式同步整流
一种采用倍流同步整流的高效率AC_DC变换器.Stamped
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通信电源技术
20 08 年 1月 25 日第 25 卷第 1 期
Telecom Powe r Technologie s Jan. 25 , 20 08 , Vol. 25 No. 1
图 3 各模态等效电路图
2. 2 实现主开关管 ZVS 的条件 由电路的工作过程分析中可以知道 ,开关管 Q 1实 现 Z VS的条件为 :
开关管 Q2实现 Z V S的条件是 :
I 1 L O2 2 1 2 Lr ( + I ≥ ( Cp1 + Cp2 ) Ucb L in ) 2 n 2
( 4)
很明显 , Q1零压开通的条件比 Q 2零压开通的条件 要苛刻 ,因此 , 相对于 Q2 来说 , Q1 实现零压开通更难一 些
[4]
。 在设计中参数设计应满足 :
图 1 采用 倍流 同步 整流的 AC /DC 变换器
1 电路拓扑和工作原理
电路拓扑如图 1 所示 , 开关管 Q1 和 Q2交替互补导 通 。同步整流管 SR1和 SR2 分别与开关管 Q1 和 Q2 同步 开通和关闭 , D1 ～D 4分别是 Q1 、 Q2 、 SR1 和 SR2 的体二极 管 , Cp1 、 Cp 2分别是 Q1 和 Q2的寄生电容 [ 2, 3 ] 。二极管 D a 和 D b用来抑制谐振电感与变压器分布电容 之间的震 荡 。假定电容 C b和 Cs足够大以至于电容两端电压近 似于恒定不变 。 电路工作过程分为 11 个模态进行分析 。基于图
汪育华 等 : 一种采用倍流同步整流的 高效率 AC /DC变换器
Telecom Powe r Technologie s Jan. 2 5, 200 8 , Vol. 2 5 No. 1
直接驱动倍流同步整流ZVS三电平直流变换器
基金项目：陕西省工业攻关计划项目（２００６Ｋ０５－Ｇ１）定稿日期：２００８－０３－０７作者简介：孙强（１９５５－），男，安徽丹凤人，教授。
研究方向为开关电源理论与应用。
１引言同步整流技术越来越广泛地应用在低压、大电流输出场合，其驱动方式有自驱动和外驱动两种。
自驱动包含栅极电荷保持电压驱动方式、电平移动自驱动［１－２］及各自的能量恢复电流驱动方式［３－４］。
但这几种驱动方式均通过变压器附加绕组或辅助电路获取驱动信号，因而增加了拓扑的复杂程度；而外驱动方式利用移相全桥拓扑中主开关管的驱动信号，经逻辑组合作为同步整流管的驱动信号［５］，然而组合逻辑电路中的延时和冒险或竞争等现象会影响其实用性。
而在直接驱动的外驱动方式中，直接采用主开关管的驱动信号作为同步整流的驱动信号［６］，与自驱动方式相比，省去了为获取驱动信号而采用的变压器附加绕组，减小了损耗；与传统外驱动相比，它简化了电路结构，提高了可靠性。
借鉴直接驱动的外驱动方式，结合倍流整流ＺＶＳ三电平直流变换器的优点，提出了直接驱动倍流同步整流（ＣＤＳＲ）ＺＶＳ三电平直流变换器。
２工作原理ＣＤＳＲＺＶＳ三电平直流变换器的拓扑结构如图１ａ所示，图１ｂ是其工作波形。
分析前先假设：①所有开关管和二极管均为理想器件；②所有电感、电容和变压器为理想元件，初次级变比为Ｋ，漏感为Ｌｒ；③滤波电容Ｃｆ足够大，输出电压Ｕｏ为一定值。
图１直接驱动ＣＤＳＲＺＶＳ三电平直流变换器及其工作波形该变换器有１２个工作模态，各模态等效电路见图２。
具体分析如下：（１）开关模态０［ｔ１之前］，见图２ａｔ１时刻之前，直接驱动倍流同步整流ＺＶＳ三电平直流变换器孙强，许雄伟，王阳，刘宝辉（西安理工大学，陕西西安７１００４８）摘要：提出了直接驱动倍流同步整流零电压开关（ＺＶＳ）三电平直流变换器，它利用滤波电感的能量可在宽负载范围内实现主开关的ＺＶＳ。
在这种驱动方式下，同步整流管也能顺利地实现ＺＶＳ。
移相全桥倍流同步整流变换器的设计
移相全桥倍流同步整流变换器的设计下载提示：该文档是本店铺精心编制而成的，希望大家下载后，能够帮助大家解决实际问题。
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倍流整流拓扑同步整流
倍流整流拓扑同步整流倍流整流拓扑和同步整流是电力电子领域中常见的两种整流方式。
倍流整流拓扑是指通过并联多个整流电路来实现整流的过程，而同步整流是一种通过控制开关器件的开关时间来实现整流的方式。
本文将详细介绍这两种整流方式的原理和特点。
一、倍流整流拓扑倍流整流拓扑是一种通过并联多个整流电路来提高整流效率的方式。
在倍流整流拓扑中，每个整流电路负责整流输入电流的一部分，通过并联多个整流电路可以将整流电流均匀分配到各个电路中，从而减小每个电路的负载电流，提高整流效率。
倍流整流拓扑通常由多个整流电路和一个功率分配电路组成。
整流电路可以采用多种形式，如单相桥式整流电路、三相桥式整流电路等。
功率分配电路负责将输入电流按比例分配到各个整流电路中，通常采用电流分配变压器或电流分配电感等元件来实现。
倍流整流拓扑的优点是能够提高整流效率和功率因数，减小电路中元件的负载电流，提高整流电路的可靠性和稳定性。
然而，倍流整流拓扑也存在一些缺点，如电路结构复杂、控制难度大等。
二、同步整流同步整流是一种通过控制开关器件的开关时间来实现整流的方式。
在同步整流中，开关器件的开关时间与输入电压波形和输出电压波形同步，从而实现整流过程。
同步整流通常采用开关二极管、开关场效应管等器件来实现。
通过控制这些开关器件的导通和截止时间，使其与输入电压波形和输出电压波形同步。
当输入电压为正值时，开关器件导通，输出电压为正值；当输入电压为负值时，开关器件截止，输出电压为零。
同步整流的优点是能够提高整流效率和功率因数，减小电路中元件的功耗和温升，提高整流电路的可靠性和稳定性。
同时，同步整流还具有响应速度快、控制精度高等优点。
然而，同步整流也存在一些缺点，如开关器件的损耗和散热问题、控制电路的复杂性等。
三、倍流整流拓扑与同步整流的比较倍流整流拓扑和同步整流是两种常见的整流方式，它们在实际应用中有各自的优缺点。
倍流整流拓扑相对于同步整流来说，电路结构更为简单，控制难度较小。
倍流同步整流电路
倍流同步整流电路
在大电流输出的情况下，制造中点抽头变压器工艺复杂造价高。
而采
用图1 所示的倍流（Current Doubler）同步整流电路，可以不用中点抽头变压器，并且采用两个滤波电感，制造容易造价低。
图1 控制信号的时序
图2 倍流同步整流电路
倍流整流电路，可以用于半桥式或全桥式等转换器，它的工作原理是：
当变压器同名端为正时，SR1 导通，SR2 关断，电感L1 通过变压器和SR1 储能，并向负载提供电能，电感L2 通过SR2 向负载释放电能；反之，当变压器的同名端为负时，SR2 导通，SR1 关断，电感场通过变压器和SR2 储能，并向负载提供电能，电感Ly 通过SR2 向负载释放电能。
可知，与相同的初级电路结合时，倍流同步整流电路中的眼的控制逻辑
与主开关管的关系，和全波整流电路中的SR 管相同。
tips:感谢大家的阅读，本文由我司收集整编。
仅供参阅！。
倍流同步整流在高压48VVRM中的应用
参考文献王硕[基于三电平ZVS半桥倍流电压调节模块(VRM)的研究] 燕山大学2010 硕士论文倍流同步整流在高压48VVRM中的应用设计中原边通常选用的拓扑主要有半桥、全桥、正激和推挽电路；副边拓扑方式有桥式整流、半波整流、全波整流及倍流整流四种。
一副边整流电路拓扑的选择由于VRM输出为低压大电流，因此副边整流电路的选用尤为重要，不但要求磁性器件制作简单，更需要关注的是各部分的损耗，如变压器副边绕组损耗、整流管损耗等。
在常用的四种副边拓扑结构中，全桥整流电路由于所用整流管数量是其它拓扑的两倍，在大电流输出的VRM中就会产生更多的开关管的损耗，在设计中显然不宜采用，因此不再对其进行分析比较。
主要对另外三种电路的导通损耗、磁性器件及驱动方式进行了比较，总结见下表所示。
半波整流中心抽头全波整流倍流整流占空比D=o n st TD<0.50 <D<1 D<0.5整流管数量 2m2m 2m整流管总导通损耗()20ds on m I R ⋅()20122ds on D m I R ⎛⎫⋅+ ⎪⎝⎭()2012ds on m D I R ⎛⎫⋅+ ⎪⎝⎭磁性元件数量 2 2 3 大电流绕组数 232满足纹波要求的电感量 ()0218s V D L C f V -=⋅∆()0201148s V D L C f V -⎡⎤=⎢⎥⋅∆⎣⎦()()02011124182s V D D L D C f V ⎡⎤--=⋅⋅⎢⎥-⋅∆⎢⎥⎣⎦副边电流有效值 sec 0I I D=⋅sec 01+2D I I =⋅sec 0I I D=⋅磁性元件的总体积 大 中 小驱动方式自驱动方式 外部控制 外部控制、自驱动适用的原边拓扑 正激(有源箝位)推挽、桥式 推挽、桥式通过上面比较，可以发现，倍流整流电路具有如下显著优点： (1)导通损耗通过对表中三个式子的比较可以看出，占空比D 越小，全波整流和倍流整流拓扑中整流管的导通损耗越比半波整流小。
基于同步整流的全桥倍流整流电路的研究
隔离升压DC-DC变换器在电动汽车、储能系统、可再生能源发电以及超导储能系统等领域有广阔的应用前景。本文以隔离升压全桥变换器(Isolated Boost Full Bridge Converter,简称IBFBC)为研究对象,针对隔离升压型变换器的拓扑结构、起动问题、隔离变压器漏感问题、软开关问题和输入电感磁复位问题等进行了系统深入的研究,解决了这一类拓扑所共有技术问题。
对偶原理是一种重要的电路分析方法,被证明是电力电子技术发展新的变换器的强大工具,可以帮助我们更好地理解各种变换器之间的关系。本文通过两种常用的对偶方法——打点法和双向变换法,对ZVS PWM Buck型全桥变换器、ZVZCS PWM Buck型全桥变换器和加钳位二极管的ZVS PWM Buck型全桥变换器等三种Buck型全桥变换器进行了对偶研究,从而分别得到了它们的对偶电路,即ZCS PWM Boost型全桥变换器、ZCZVS PWM Boost型全桥变换器和副边加钳位开关管的ZCS PWM Boost型全桥变换器,并对各对偶电路作了详细的比较和分析,其中ZCZVS PWM Boost型全桥变换器与前面提出的变换器完全一致。
PWM与谐振技术结合起来,既可实现变换器的恒频控制,又可实现变换器的软开关,从而可以大大提高变换器的效率,减小变换器的体积,实现变换器的高功率密度。本文从Boost型全桥变换器的基本电路结构出发,提出了一族PWM控制策略。针对这些控制策略,讨论了它们实现开关管软开关的可能性。分析表明,要实现开关管的软开关,必须使全桥逆变桥中斜对角的两只开关管错开开通,先开通的开关管称为超前管,后开通的开关管称为滞后管。论文分别讨论了超前管和滞后管的软开关实现方式,指出超前管只能实现零电流开关(Zero-Current-Switching, ZCS),滞后管既可实现ZCS,又可实现零电压开关(Zero-Voltage-Switching, ZVS)。从而将PWM Boost型全桥变换器的软开关技术归纳为ZCS和ZCZVS两类,并提出了一种新型ZCZVS PWM Boost型全桥变换器。
三相倍流整流电路
三相倍流整流电路三相倍流整流电路是一种特殊类型的整流电路，它可以通过三相交流电源产生更高的直流电压。
这种电路常用于工业领域，特别是需要高电压直流供电的设备。
本文将详细介绍三相倍流整流电路的工作原理、电路结构、优缺点以及应用领域。
一、工作原理：三相倍流整流电路的工作原理基于三相交流电源的特点，即电压波形是正弦波。
它通过控制整流桥和滤波电容来实现将交流电转换为直流电。
电路的基本原理是利用电感的性质，使得输出电流在一个周期内都能保持在接近常数的水平，从而实现直流电的平滑输出。
二、电路结构：三相倍流整流电路包括三个相互位相120度的整流单元，每个单元由一个整流二极管和一个负载电阻组成。
整流单元的数量可以根据需要进行调整。
在电路中，每个整流单元接收不同的交流电源，通过独立的整流二极管和负载电阻来整流和平滑输出。
整流桥连接在电路的输出端，起到稳定输出电压的作用。
滤波电容则用于去除电压波动和噪音，确保输出电压的稳定性。
三、优点：1.高输出电压：三相倍流整流电路可以通过三相交流电源产生更高的直流电压，满足高压设备的供电需求。
2.较低的输出纹波：由于整流单元的数量较多，每个整流单元负责整流和平滑输出一部分电流，因此可以降低输出纹波，提高直流电的质量。
3.较高的效率：相比于单相整流电路，三相倍流整流电路的效率较高，可以减少能源的浪费，降低电能消耗。
4.稳定性好：通过合理的设计和控制，三相倍流整流电路可以稳定输出直流电压，减少电源波动对设备的影响。
四、缺点：1.复杂的电路结构：相比于单相整流电路，三相倍流整流电路的电路结构更为复杂，需要更多的元件和控制电路，增加了系统的成本和设计难度。
2.对电源质量要求高：三相倍流整流电路对电源的质量要求较高，交流电源的波动和噪音会直接影响到输出电压的稳定性。
3.对负载变化敏感：三相倍流整流电路对负载的变化较为敏感，如果负载变化较大，可能会影响输出电压的稳定性和质量。
五、应用领域：三相倍流整流电路常用于需要高电压直流供电的设备，如电力系统、电焊机、电炉、电动机控制器等。
基于倍流同步整流的LED驱动电源研究
ｓｏｕｒｃｅ，ａｎｄ ｅｌｅｃｔｒｏｌｙｔｉｃ ｃａｐａｃｉｔｏｒ ｒｅｓｔｒｉｃｔｓ ｔｈｅ ｓｅｒｖｉｃｅ ｌｉｆｅ ｏｆ ｔ ｈｅ Ｌ Ｅ Ｄ ｄｒ ｉｖｅｒ ｐｏｗｅｒ ｓｕｐｐｌｙ．Ｔｈｅ ｓｃｈｏｌａｒｓ ｂｏｔｈ ａｔ ｈｏｍｅ ａｎｄ ａｂｒｏａｄ ｈａｖｅ ｄｏｎｅ ｉｎ ｄｅｐｔｈ ｒｅｓｅａｒｃ ｈ ｔｏ ｉｍｐｒｏｖｅ ｔｈｅ ｐｏｗｅｒ ｅｆｉｃｉｅｎｃｙ ａｎｄ ｅｌｉｍｉｎａｔｅ ｔｈｅ ｅｌｅｃｔｒｏｌｙｔｉｃ ｃａｐａｃｉｔｏｒ ｔｗｏ
第 ５２卷 第 ２期 ２０１８年 ２ 月
电 力 电 子技 术
Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ
Ｖｏ１．５２，Ｎｏ．２ Ｆｅｂｒｕａｒｙ ２０１８
基 于倍 流 同步整 流 的 ＬＥＤ驱 动 电源研 究
马建 光 ，魏 学 业 ，胡 良，张 俊 红
（北京交 通大 学 ，北 京 １０００４４）
１ 引 言
２ ＬＥＤ 驱 动 电路 拓 扑 结 构 及 工 作 原 理
驱 动 电源 是 大 功 率 ＬＥＤ 照 明 的核 心 部 件 ．直 接 决 定 整 个 灯 体 的 效 率 和 寿 命 。 因 此 对 大 功 率 ＬＥＤ驱 动 电源 研 究 具 有 重 要 价值 。通 常 ＬＥＤ恒 流 源 驱 动 采 用 电解 电容 作 为 储 能 元 件 使 电源 输 出平 稳 。ＬＥＤ灯 使 用 寿 命 约 为 十 万 小 时 ．而 电解 电容 使 用 寿命 大概 只有 五 千 小 时 ，两 者 相 差 甚 大 。电解 电 容体 积 较 大 。如 果 消 除 电解 电容 ．不 仅 能 提 高 电源 功 率密 度 ，还 能 提 高 电源 使 用 寿 命 。因此 无 电解 电 容 的拓 扑成 为 ＬＥ Ｄ驱 动 研 究 热 点 之 一 ｆ１．
同步整流技术101
同步整流电路分析_电源技术概要一、传统二极管整流电路面临的问题近年来，电子技术的发展，使得电路的工作电压越来越低、电流越来越大。
低电压工作有利于降低电路的整体功率消耗，但也给电源设计提出了新的难题。
开关电源的损耗主要由3部分组成：功率开关管的损耗，高频变压器的损耗，输出端整流管的损耗。
在低电压、大电流输出的情况下，整流二极管的导通压降较高，输出端整流管的损耗尤为突出。
快恢复二极管（FRD）或超快恢复二极管（SRD）可达1.0～1.2V，即使采用低压降的肖特基二极管（SBD），也会产生大约0.6V的压降，这就导致整流损耗增大，电源效率降低。
举例说明，目前笔记本电脑普遍采用3.3V甚至1.8V或1.5V的供电电压，所消耗的电流可达20A。
此时超快恢复二极管的整流损耗已接近甚至超过电源输出功率的50％。
即使采用肖特基二极管，整流管上的损耗也会达到（18％～40％）P O，占电源总损耗的60％以上。
因此，传统的二极管整流电路已无法满足实现低电压、大电流开关电源高效率及小体积的需要，成为制约DC／DC变换器提高效率的瓶颈。
二、同步整流的基本电路结构同步整流是采用通态电阻极低的专用功率MOSFET，来取代整流二极管以降低整流损耗的一项新技术。
它能大大提高DC／DC变换器的效率并且不存在由肖特基势垒电压而造成的死区电压。
功率MOSFET属于电压控制型器件，它在导通时的伏安特性呈线性关系。
用功率MOSFET做整流器时，要求栅极电压必须与被整流电压的相位保持同步才能完成整流功能，故称之为同步整流。
1、基本的变压器抽头方式双端自激、隔离式降压同步整流电路2、单端自激、隔离式降压同步整流电路图1 单端降压式同步整流器的基本原理图基本原理如图1所示，V1及V2为功率MOSFET，在次级电压的正半周，V1导通，V2关断，V1起整流作用；在次级电压的负半周，V1关断，V2导通，V2起到续流作用。
同步整流电路的功率损耗主要包括V1及V2的导通损耗及栅极驱动损耗。
倍流整流变换器中同步整流控制驱动的研究 开题报告解读
研究生选题报告题目：倍流整流变换器中同步整流控制驱动的研究学号姓名指导教师院、系、专业电气与电子工程学院电力电子与电力传动华中科技大学研究生院制填表注意事项一、本表适用于攻读硕士学位研究生选题报告、学术报告，攻读博士学位研究生文献综述、选题报告、论文中期进展报告、学术报告等二、以上各报告内容及要求由相关院（系、所）做具体要求。
三、以上各报告均须存入研究生个人学籍档案。
四、本表填写要求文句通顺、内容明确、字迹工整。
倍流整流变换器中同步整流控制驱动的研究一、课题的来源随着高速超大规模集成电路不断发展，构成这些电路电源系统的关键部件是各种不同技术规格的DC/DC变换器模块。
对于其供电电源来说，这些数据处理电路构成一类特殊的负载，工作电压较低、电流较大，各种工作状态相互转换时对应的电流变化率很高。
随着集成度的不断提高，越来越多的处理器集成电路将集成在同一个芯片上，因此下一代微处理器的额定工作电流将达到50A-1OOA，甚至更高，要求微处理器有严格的功率管理措施。
所有这些对微处理器这类典型负载的供电电源提出了更高的要求。
针对特殊电路的要求，电压调节器模块必须提供经过严格调整的低压和大电流输出，具有快速的动态响应。
从美国开关电源市场来看，跟随着计算机通讯设备迅速、持续稳定的增长及新的网络产品市场的迅速增长，未来的开关电源市场是非常乐观的，对中小功率变换器的需求更是呈现迅速上升趋势。
据权威市场专家预测:在今后五年内，小功率DC/DC变换器的主要发展趋势是:为了适应超高频CPU芯片的迅速发展，DC/DC变换器向低输出电压(最低可低到1.2V),高输出电流、低成本、高频化(400-500KHz)、高功率密度、高可靠性(MTBF >10000)、高效率、快速动态响应的方向发展。
模块电源主要分为DC/DC、AC/DC和DC/AC三种，其中DC/DC模块占据了90％的市场份额。
随着通信系统对电源产品的要求越来越高，DC/DC模块电源技术正发生着巨大的变化，朝着低电压大电流方向发展。
倍流整流
全波整流和倍流整流来自互联网。
全波整流和倍流整流传统上，通信电源变压器副边整流电路大多采用图1(a)所示带中心抽头的全波整流电路，该电路拓扑结构简单．器件总数少，二极管通态损耗小，但是变压器副边绕组的利用率较低。
随着开关电源技术的迅速发展，通信电源要求更大的输出电流和更小的输出电压纹波。
对低压大电流输出的变压器而言，中心抽头不仅给变压器的没计和制造带来很大困难，而且外部引线的安装和焊接也很难处理。
常用的倍流整流电路拓扑如图l(b)所示，与传统的变压器副边带中心抽头的全波整流电路相比，倍流整流电路有以下优点：减小了变压器副边绕组的电流有效值；变压器利用率较高，无需中心抽头，结构简单；输出电感纹波电流抵消可以减小输出电压纹波；双电感也更适合于分布式功率耗散的要求。
与全波整流电路相比，倍流整流器的高频变压器的副边绕组仅需一个单一绕组，不用中心抽头；与全桥整流电路相比，倍流整流电路使用的二极管数量少一半。
因此，倍流整流电路结合了全波整流电路和全桥整流电路两者的优点。
当然，倍流整流电路要多使用一个输出滤波电感，结构略显复杂。
但此电感的工作频率及输送电流均为全波整流电路所用电感的一半，因此可做得较小。
2 工作原理倍流整流电路可以被看成是由传统的全桥整流电路演变而来。
如图2所示，将图2(a)中全桥整流电路中的两个下方二极管用两个电感取代，即可获得图2(b)，经过整理后即可得到如图2(c)所示的倍流整流电路。
实际上倍流整流电路也可以由全波整流电路通过拓扑变换得来。
在图3(a)中，输出电感与输出电容和负载电阻串联，而串联连接的兀件可以互换位置，因此将输出电感换到输出负母线，可得图3(b)；将变压器的副边绕组看成电压源，而把输出电感看成电流源，可得图3(c)；由虚线框内三端口网络的Y/△变换，可得图3(d)；再将电流源恢复成输出电感，将电压源恢复成变压器的副边绕组，可得图3(e)所示的倍流整流电路。
假设：高频变压器原副边匝比为n=N1/N2，忽略高频变压器原副边漏感，所有器件均为理想器件。
同步整流电路分析
同步整流电路分析 Revised by Chen Zhen in 2021同步整流电路分析一、传统二极管整流电路面临的问题近年来，电子技术的发展，使得电路的工作电压越来越低、电流越来越大。
低电压工作有利于降低电路的整体功率消耗，但也给电源设计提出了新的难题。
开关电源的损耗主要由3部分组成：功率开关管的损耗，高频变压器的损耗，输出端整流管的损耗。
在低电压、大电流输出的情况下，整流二极管的导通压降较高，输出端整流管的损耗尤为突出。
快恢复二极管（FRD）或超快恢复二极管（SRD）可达～，即使采用低压降的肖特基二极管（SBD），也会产生大约的压降，这就导致整流损耗增大，电源效率降低。
举例说明，目前笔记本电脑普遍采用甚至或的供电电压，所消耗的电流可达20A。
此时超快恢复二极管的整流损耗已接近甚至超过电源输出功率的50％。
即使采用肖特基二极管，整流管上的损耗也会达到（18％～40％）P O，占电源总损耗的60％以上。
因此，传统的二极管整流电路已无法满足实现低电压、大电流开关电源高效率及小体积的需要，成为制约DC／DC变换器提高效率的瓶颈。
二、同步整流的基本电路结构同步整流是采用通态电阻极低的专用功率MOSFET，来取代整流二极管以降低整流损耗的一项新技术。
它能大大提高DC／DC变换器的效率并且不存在由肖特基势垒电压而造成的死区电压。
功率MOSFET属于电压控制型器件，它在导通时的伏安特性呈线性关系。
用功率MOSFET做整流器时，要求栅极电压必须与被整流电压的相位保持同步才能完成整流功能，故称之为同步整流。
1、基本的变压器抽头方式双端自激、隔离式降压同步整流电路2、单端自激、隔离式降压同步整流电路图1 单端降压式同步整流器的基本原理图基本原理如图1所示，V1及V2为功率MOSFET，在次级电压的正半周，V1导通，V2关断，V1起整流作用；在次级电压的负半周，V1关断，V2导通，V2起到续流作用。
同步整流电路的功率损耗主要包括V1及V2的导通损耗及栅极驱动损耗。
新型倍流整流器电路
新型倍流整流器电路的研究郑国青，华伟 北方交通大学电气工程学院 100044 北京摘 要：介绍了一种新型的整流器电路，并提出了几种变换拓扑结构以及这种整流器的优缺点。
最后通过PSPICE 仿真软件进行了仿真验证。
关键词：倍流整流器，开关电源，PSPICE 仿真1 引言近年来，随着开关电源技术的进展，一种新型的合适于推挽及桥式功率变换器的倍流整流器（Current-Doubler Rectifier ）副边整流拓扑电路结构脱颖而出，引起人们的注意，并在电流模式控制移相型谐振零电压软开关电源中得到应用。
本文对此新型整流拓扑电路结构进行较为深入的研究，并给出了PSPICE 仿真验证波形及一些有应用价值的电路接线法和结论。
2 倍流整流器拓扑结构倍流整流器的电路拓扑结构如图1和图2所示，它们的构成元件是相同的，只是其中二极管和电感元件的位置有所不同，但两个电路的功能是等效的。
倍流整流器适用于推挽及桥式功率变换器变压器（图1和图2中T 所示）副边侧的高频整流。
在图1中，变压器的副边绕组产生对称的高频正负方波电压。
当副边绕组的上端电压为正时，副边电流经过L 1、C 和R 、D 2再回到副边绕组；当副边绕组的下端电压为正时，副边电流经过L 2、C 和R 、D 1再回到副边绕组。
倍流整流器按照这一过程，将高频交流方波电压整流为直流输出电压。
图2电路的工作原理与图1相同。
与全波整流相比，倍流整流器的高频变压器的副边绕组仅需一个单一绕组，不用中心抽头。
与桥式整流相比，倍流整流器使用的二极管数量少一半。
所以说，倍流整流器是结合全波整流和桥式整流两者优点的新型整流器。
当然，倍流整流器要多使用一个输出小滤波电感。
但此电感的工作频率及输送电流均比全波整流器的要小一半，因此可做得较小，另外双电感也更适合于分布式功率耗散的要求。
参照图3中的符号，倍流整流器的具体工作波形见图4。
在图4中，可以注意到如下几点：（1）高频变压器副边平均输送电流仅为输出负载电流的一半。
磁集成技术在倍流同步整流器中的应用
磁集成技术在倍流同步整流器中的应用为了解决传统倍流同步整流变流器的磁性元件和连接端子较多的问题，磁集成（integratedmagnetics）技术已经应用在这种拓扑中。
对几种磁集成倍流整流拓扑进行了分析比较。
最后给出了1V，20W的直流/直流变流器实验模型以及实验波形。
关键词：倍流整流；磁集成；拓扑0 引言在现今的大电流DC/DC变流器中，倍流整流（CDR）拓扑结构由于它本身的特点，已经成为最优的输出整流拓扑选择。
与传统的带中间抽头的整流拓扑相比较，其变压器副边只有一组绕组，结构上相对比较简单；同时CDR副边绕组的匝数也较少，在大电流情况下，副边绕组的损耗就会降低；且它的输出有两个滤波电感，流经每个电感上的电流只有负载电流的一半，所以，输出滤波电感上的功率损耗也较小，由于两个滤波电感的存在，变流器的输出电流/电压纹波也相对较小。
但它需要3个磁性元件，必然导致体积的增大，从而减小了功率密度；同时具有较多的连接端子，在电流较大时，连接端子上的功率损耗必然相对较大。
为了克服以上缺点，磁集成（integrated magnetics）技术早已应用在CDR拓扑当中。
所谓磁集成就是将变流器中两个或两个以上的分立磁性元件（变压器，输入/输出滤波电感）都绕制在一副磁芯内，从而达到减小体积，提高功率密度，减少连接端子的目的。
本文对多种磁集成倍流整流拓扑（IM-CDR）进行了分析和比较，选出了其中较佳的拓扑，并在此IM?CDR拓扑的基础上对一个输出为1V，20W的DC/DC变流器进行了实验，同时给出了实验波形。
特别要提出的是，当负载较大时，存储在变压器原边漏感中的能量可用来实现副边同步整流管的自驱动，从而降低了控制电路的复杂程度。
1 几种磁集成倍流整流拓扑的比较图1给出了到目前为止的几种适于低压大电流电压调整模块（VRM）拓扑的IM-CDR 拓扑结构。
(a)分立磁性元件的倍流整流(b)PengC提出的IM-CDR[1] (c)ChenWei提出的IM-CDR[2](d)(c)中的中间柱气隙可不加(e)XuPeng提出的IM-CDR[3] (f)SunJian提出的改进型IM-CDR图1 IM-CDR电路结构图1(a)所示的是采用分立元件构成的CDR电路，它一共需要3个分立的磁性元件，分别是输出滤波电感L1和L2，以及变压器。
倍流同步整流在DC-DC变换器中工作原理分析
倍流同步整流在DC/DC变换器中工作原理分析
在低压大电流变换器中倍流同步整流拓扑结构已经被广泛采用。
就其工作原理进行了详细的分析说明，并给出了相应的实验和实验结果。
关键词：倍流整流；同步整流；直流/直流变换器；拓扑
0 引言
随着微处理器和数字信号处理器的不断发展，对芯片的供电电源的要求越
来越高了。
不论是功率密度、效率和动态响应等方面都有了新要求，特别是要求输出电压越来越低，电流却越来越大。
输出电压会从过去的3.3V 降低到
1.1～1.8V 之间，甚至更低[1]。
从电源的角度来看，微处理器和数字信号处理器等都是电源的负载，而且它们都是动态的负载，这就意味着负载电流会在瞬间变化很大，从过去的13A/μs 到将来的30A/μs～50A/μs[2]。
这就要求有能够输出电压低、电流大、动态响应好的变换器拓扑。
而对称半桥加倍流同步整流结构的DC/DC 变换器是最能够满足上面的要求的[3]。
本文对这种拓扑结构的变换器的工作原理作出了详细的分析说明，实验结
果证明了它的合理性。
1 主电路拓扑结构
主电路拓扑如图1 中所示。
由图1 可以看出，输入级的拓扑为半桥电路，
而输出级是倍流整流加同步整流结构。
由于要求电路输出低压大电流，则倍流同步整流结构是最合适的，这是因为：
图1 主电路拓扑
1）变压器副边只需一个绕组，与中间抽头结构相比较，它的副边绕组数只有中间抽头结构的一半，所以损耗在副边的功率相对较小；
2）输出有两个滤波电感，两个滤波电感上的电流相加后得到输出负载电流，。
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倍流同步整流在DC/DC变换器中工作原理分析
蔡拥军，叶欣
(浙江大学电气工程学院，浙江 杭州 310027）
摘要：在低压大电流变换器中倍流同步整流拓扑结构已经被广泛采用。
就其工作原理进行了详细的分析说明，并给出了相应的实验和实验结果。
关键词：倍流整流；同步整流；直流/直流变换器；拓扑
0 引言
随着微处理器和数字信号处理器的不断发展，对芯片的供电电源的要求越来越高了。
不论是功率密度、效率和动态响应等方面都有了新要求，特别是要求输出电压越来越低，电流却越来越大。
输出电压会从过去的3.3V降低到1.1～1.8V 之间，甚至更低[1]。
从电源的角度来看，微处理器和数字信号处理器等都是电源的负载，而且它们都是动态的负载，这就意味着负载电流会在瞬间变化很大，从过去的13A/μs到将来的30A/μs～50A/μs[2]。
这就要求有能够输出电压低、电流大、动态响应好的变换器拓扑。
而对称半桥加倍流同步整流结构的DC/DC
变换器是最能够满足上面的要求的[3]。
本文对这种拓扑结构的变换器的工作原理作出了详细的分析说明，实验结果证明了它的合理性。
1 主电路拓扑结构
主电路拓扑如图1中所示。
由图1可以看出，输入级的拓扑为半桥电路，而输出级是倍流整流加同步整流结构。
由于要求电路输出低压大电流，则倍流同步整流结构是最合适的，这是因为：
图1 主电路拓扑
1）变压器副边只需一个绕组，与中间抽头结构相比较，它的副边绕组数只有中间抽头结构的一半，所以损耗在副边的功率相对较小；
2）输出有两个滤波电感，两个滤波电感上的电流相加后得到输出负载电流，而这两个电感上的电流纹波有相互抵消的作用，所以，最终得到了很小的输出电流纹波；
3）流过每个滤波电感的平均电流只有输出电流的一半，与中间抽头结构相比较，在输出滤波电感上的损耗明显减小了；
4）较少的大电流连接线（high current inter-connection），在倍流整流拓扑中，它的副边大电流连接线只有2路，而在中间抽头的拓扑中有3路；
5）动态响应很好。
它唯一的缺点就是需要两个输出滤波电感，在体积上相对要大些。
但是，有一种叫集成磁（integrated magnetic）的方法，可以将它的两个输出滤波电感和变压器都集成到同一个磁芯内，这样可以大大地减小变换器的体积。
2 电路基本工作原理
电路在一个周期内可分为4个不同的工作模式，如图2所示，理想的波形图如图3所示。
(a) 模式1[t0－t1]
(b) 模式2[t1－t2]
(c) 模式3[t2－t3]
(d) 模式4[t3－t4]
图2 工作模式图
图3 工作波形图
模式1[t0－t1] 在t=t0时刻，开关管S1导通，变压器原边两端的电压为正，且有V p=V in/2；而开关管S2一直都处于关断状态，由于S1的导通，S2的漏源极电压（V ds2）被钳位到输入电压，即V ds2=V in。
变压器副边电压V sec为高电平，同步开关
管S
R1的门极也是高电平，S
R1
导通。
此时，负载的电流等于两个输出电感电流之和，
且全部流经S
R1。
在这个模式下，滤波电感L o1上的电流是增大的，而电感L o2上的电
流是减小的，它们的电流纹波有相互抵消的作用，所以，负载电流I o 的纹波是很小的。
模式2[t 1－t 2] 在t =t 1时刻，S 1关断。
由于变压器漏感Lk的存在，电流要继续维持原来的方向，所以，如图3(b)中所示，此时在变压器原边存在两个回路，一个是由C 1，C oss1，L k 构成，对S 1的输出结电容C oss1充电；另一个是由C 2，C oss2，L k 构成，对S 2的输出结电容C oss2进行放电。
最后S 1及S 2的漏源极电压都被钳位在输入电压的一半，即V ds2=V ds2=V in /2。
同时，变压器原边的电压此时为零，副边也是零，此时，S R1及S R2都处于导通状态，分别对两个输出电感上的电流进行续流。
且两个电感上的电流都是减小的，所以，最后得到的输出负载电流（I Lo1＋I Lo2）是减小的。
模式3[t 2－t 3] 在t =t 2时刻，S 2导通。
S 1处于关断状态，其两端电压也被钳位到输入电压，即V ds1=V in 。
由图2(c)中可以看出，变压器原边的电压为负，且等于输入电压的一半，即V p =－V in /2。
相对应的同步管S R2导通，所有的负载电流都会流经S R2。
且输出电感电流I Lo2是增大的，I Lo1是减小的。
但最终得到的负载纹波电流是增大的。
模式4[t 3－t 4] 在t =t 3时刻，S 2关断。
在这个工作模式下，原边的工作原理同图2(b)正好相反。
这时，S 1及S 2都处于关断状态。
存储在变压器原边漏感中的能量对S 1及S 2输出结电容进行充放电。
其中对C oss1是放电，而对C oss2进行充电。
变压器原副边的电压都为零，副边的两个同步整流管都被触发导通。
两个输出电感上的电流都在不断地减小，所以，总的负载电流是减小的。
在模式4[t3－t4]后，接着就进入下一个周期。
3 实验及结果
在前面分析的拓扑基础上，完成了一个输入为DC 36V，输出为1V/25A 的DC/DC 变换器。
这个电路中所用到的参数见表1所列，其中所有的参数和图1的主电路中所标注的是相对应的。
表1 实验参数
项目 参数或型号 输入(V in ) DC36V 输出(V o /I o ) DC 1V/25A S 1，S 2 IRLU2905 S R1，S R2 IRLR7833 L o1，L o2 2.2µH C o
1500µF/2.5V
磁芯(core) R －42216－EC
匝比(turnratio) 10：1
漏感(L k) 600nH
开关频率(f s) 310kHz
图4所示的是原边两个主管和副边同步管的门极驱动波形。
通道R2表示S1的驱动波形；通道R1表示S2的驱动波形；通道1是同步管S R2的驱动波形；通道2是同步管S
的驱动波形。
由表1可以看到，变压器漏感L k=600nH。
所以，在电流较R1
小的时候，存储在漏感中的能量不是很大，因而开关管在关断后的漏感和开关管输出结电容间的振荡不是很大，图5所示的是在负载电流I o=5A时的S2漏源极v ds2的波形。
图4 门极驱动波形
图5 v ds2波形（I o=5A）
当变换器以满载I o=25A输出时，变压器原边的振荡就明显地增大。
这是因为，当输出电流增大的时候，反映到原边的电流也会增大，所以，这个时候存储在变压器漏感中的磁能就会增大，在t off期间内振荡的时间较长，幅值也较大，如图6所示。
在大电流的拓扑中，这种振荡的损耗也是不可忽略的。
图7给出了变换器的效率曲线图，最大值出现在I o=15A时。
图6 v ds2波形(I o=25A)
图7 效率曲线图
4 结语
对适于低压大电流的整流拓扑（倍流整流＋同步整流）的工作原理作了详细的说明，并在分析的基础上，给出了相应的实验结果。
证明了这种整流拓扑在低压大电流DC/DC变换器中的合理性。
随着对电源性能要求的提高，这种整流拓扑将会越来越广泛地被采用。
但应该指出的是，变压器的漏感应该尽量地减小，以减少原边振荡。
作者简介
蔡拥军（1980－），男，硕士，研究方向为小功率DC/DC变换器。