三电平逆变器.ppt

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三相电压型逆变电路PPT课件

• 三相电压型逆变电路
1 工作原理分析 2 数量关系分析
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2-1
• 复习提问
1逆变电路根据什么的不同可以分为电压型逆变电路和电流型逆变电路？ • 直流侧电源性质不同
2 在单相电压型逆变电路中用到的核心控制器件是什么管？
• 是全控型器件（绝缘栅双极晶体管）
3 每个核心控制器件都反并联了一个二极管，二极管的作用是什么？
纵向换流。
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2-10
• 开关动作与输出电压关系
• 电压基准点 • 以电源中点
N’为0电平基准点
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• 任一瞬间，有三个桥臂同时导电。
• 换流为纵向换流。
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• 三相电压型桥式逆变电路特点 • 基本工作方式为180度导电。即每个桥臂的导电角度
为180度。 • 同一相上下两个桥臂交替导电，各相开始导电的角度
相差120度，任一瞬间又三个桥臂同时导通。 • 每次换流都是在同一相上下两臂之间进行，所以称为
• 续流
4 单相逆变电路中每个核心控制器件导通多少度？
• 180度
.
2-2
4.2.2 三相电压型逆变电路
用三个单相逆变电路可组合成一个三相逆变电路。
在三相逆变电路中，应用最广的是三相桥式逆变电路。
三相电压型桥式逆变电路可以看成由三个半桥逆变电路组成。
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2-3
三相电压型桥式逆变电路电路结构分析

对称式三电平逆变器

对称式三电平逆变器对称式三电平逆变器：实现高效电能转换的关键技术一、引言在当今电力系统中，逆变器作为电能转换的核心设备，起到了将直流电能转换为交流电能的关键作用。

而对称式三电平逆变器作为一种高效电能转换技术，正在逐渐引起人们的关注和重视。

本文将深入探讨对称式三电平逆变器的原理、特点以及在电能转换中的应用，并分享个人观点和理解。

二、对称式三电平逆变器的原理及特点1. 原理：对称式三电平逆变器通过采用三个开关和两个电容构成的电路，将输入的直流电源转换为具有三个电平的输出交流电源。

其中，两个电容的引入有助于提升逆变器的输出电平，从而降低了输出谐波和交流滤波器的成本和体积。

2. 特点：（1）高效性：由于对称式三电平逆变器具有更少的开关失配和更低的开关功率损耗，因此能够实现更高的电能转换效率。

（2）低谐波：对称式三电平逆变器能够产生更纯净的输出波形，有效降低输出谐波含量，符合电力系统对电能质量的要求。

（3）减小滤波器成本和体积：通过引入两个电容，对称式三电平逆变器能够减小对输出滤波器的依赖，从而降低其成本和体积。

三、对称式三电平逆变器在电能转换中的应用对称式三电平逆变器由于其高效、低谐波和减小滤波器成本和体积等特点，在电能转换领域得到了广泛的应用。

以下是几个典型的应用场景：1. 变频调速系统：对称式三电平逆变器可以用于驱动工业电机的变频调速系统。

它能够实现高效的电能转换，提高电机的运行效率，并且符合对电网质量要求的低谐波要求。

2. 太阳能发电系统：对称式三电平逆变器在太阳能发电系统中也有广泛应用。

它能够将太阳能板产生的直流电能转换为交流电能，并且输出的电能质量较高，对电网的影响较小。

3. 新能源微电网系统：对称式三电平逆变器在新能源微电网系统中具有重要应用价值。

其高效、低谐波的特点可以保证电网的稳定运行，并且能够更好地适应不同的电网负载需求。

四、个人观点和理解对称式三电平逆变器作为一种新型电能转换技术，在电力系统中具有重要的应用前景。

《三电平逆变器》课件

三电平逆变器
欢迎来到《三电平逆变器》的课程！本课程将重点介绍三电平逆变器的定义、原理、工作原理、优点和应用，以及未来的发展趋势。让我们一起深入了解这个令人兴奋的技术。
什么是三电平逆变器？
定义和基本原理
三电平逆变器通过引入第三电平，提供更高的电压水平和更低的谐波失真。
三电平逆变器与传统二电平逆变器的区别
提高能效性和降低电磁干扰
三电平逆变器可以显著提高能效性，并降低电磁干扰对其他电子设备的影响。
适用于高功率换流器和电动汽车
三电平逆变器在高功率换流器和电动汽车等领域具有广泛的应用前景。
结论
1 三电平逆变器的未来和发展趋势
随着能源转型的加速和对高效能源转换的需求增加，三电平逆变器将在未来继续发展壮大。
与传统二电平逆变器相比，三电平逆变器具有更高的效率和更低的电磁干扰。
三电平逆变器的工作原理
1
电路结构分析
通过分析三电平逆变器的电路结构，我们可以深入了解其工作原理。
2
控制方法
了解三电平逆变器的控制方法是理解其工作原理的关键。
3
功率传输
探索三电平逆变器是如何实现高效率和减少功率损耗的。th, J. (2018). Three-Level Inverters: A Comprehensive Analysis. IEEE Transactions on Power Electronics, 33(6), 5612-5624.
2. Wang, L., & Chen, G. (2019). High-Power Three-Level Inverter Applications in Electric Vehicles. IEEE Transactions on Vehicular Technology, 68(3), 2345-2356.

三相逆变器PPT课件

电流足以使保护熔断器熔断，因此逆变器电流一般都有输入缓冲电路。其工
作原理为：在输入端施加电压时，先通过缓冲电阻R0对电容充电，当电容电
压充到一定值时（比如540V），KM2吸合，将R0短路。只有在电阻R0短路
后，2三02相1/3/逆9 变电路才能启动工作。
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四、三相逆变器电路原理（一）主电路的组成
综合控制柜
2021/3/9
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第五节 25T–2×35kVA＋12kVA逆变器的使用与故障
(一)使用中应注意的基本问题 1．必须注意输入DC600V和DC110V的极性不能接反。 2. 两个逆变器的输出不能并联，逆变器的输出三相禁止接入其他电源。 3．逆变器工作之前，最好能测量负载三相是否平衡，是否存在短路。 4．启动时先合DC110V控制电源再合主电源，停止时先断主电路电源，再断控制电源，禁止工作中突然断开控制电源。 5．避免逆变器在空载输出情况下，突加全部空调负载（控制电源正常，空调主电路开关由断开状态突然合闸）。 6．模拟量控制线、数字信号线和通信线采用屏蔽线，屏蔽层靠近逆变器的一端接在控制电路的公共端（COM），另一端悬空。 7．开关量、控制信号线可以不用屏蔽线，但同一信号的进出两根线尽可能使绞在一起。 8．两台逆变器分别接地，不允许两逆变器的地线连接后在接地
四、三相逆变器电路原理（一）主电路的组成
5．交流滤波电路
由L1～L3和C1～C3组成，主要是将逆变器输出的PWM波变成准正弦波。早
期的逆变器输出波形PWM波，谐波含量高，很多负载无法适应。根据铁道
部新的技术条件要求，25T客车使用的逆变器输出为正弦波。由于驱动和保
护技术的不断完善，使逆变器的调制频率提高，最高可达到6k～8k，因而滤
4．桥式三相逆变电路

大功率三电平逆变器

大功率三电平逆变器
大功率三电平逆变器
一、概述
大功率三电平逆变器是一种新型的电力电子技术，它可以有效地将低压直流电源转换为高压交流输出，并能够有效的节约能源。

它的主要结构由三个不同频率的晶体管及三个无源滤波器的变压器组成，并能够输出高品质的波形及电源能量。

二、工作原理
大功率三电平逆变器的工作原理如下：
1、低压直流电源连接到三个晶体管。

2、三个晶体管的控制信号由三个无源滤波器的变压器加工。

3、三个晶体管的工作状态可以改变，产生不同的输出，从而获得高压的交流输出。

4、三个晶体管可以改变其相对工作状态，实现高功率转换效率。

三、应用
大功率三电平逆变器由于其节省能源的优势而被广泛的应用于电力电子领域，其中包括发电厂、汽车制造厂、航空航天等工业领域的电力转换应用，为电力电子技术的发展和应用做出了重要贡献。

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T型三电平(交流伺服)课程PPT

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thank you
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8
实际脉冲测量（此处仅给出一相三个管的脉冲作为代表）
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相电压波形
线电压波形
10
VVVF控制1s时f到达50Hz，然后空载运行，1.5s突加负载转矩50N· m
最后提醒大家做实验操作安全和规范
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T型三电平的优点
• 与NPC三电平相比：少两个箝位二极管，在输出正、负电平时，电流流经器件个数减少，相应的导通损耗也减小。 • 飞跨电容三电平变换器：为了除去二极管箝位电路中的大量箝位二极管，但同时引进大量的悬浮电容。电容在电力电子装置中可靠性差，寿命短，且对高压大容量系统难集成。 • 级联H桥三电平拓扑：易于实现模块化，但需多个隔离的直流电源供电 • T型三电平可以说是中点箝位逆变器的改进，既有两电平逆变器传导损耗低，器件数目少的优点，又有三电平逆变器输出波形好、效率高的优点。不仅能满足多种负载的逆变要求，而且能同时实现网侧的功率因数控制，谐波污染小，对改善电网质量有重要意义，很有发展前景。
PV
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简述工作原理
3

电路工作状态
4
实际共3*2=6种工作状态
5
三相T型三电平电路
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直接采用SPWM控制方式
载波反向脉宽调制载波同相脉宽调制
当然最好采用SVPWM控制方式
7
在MATLAB下建立三相 T型三电平仿真模型，并作并网分析。
A相电流总谐波畸变值2.78%，且直流分量也较小，为0.2%，波形质量较好，满足并网要求。
T型三电平拓扑分析
xx班 xx
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T型三电平单相逆变器如下
U PV
为光伏列阵输出的直流电压，为大小相同的均压电容 Cdc1、 Cdc 2 u 0为逆变输出电压。拓扑由四个开关管 S1 ~S4 组成，其中 S1 、 S2 ， S3 、 S4 为续为上下互补管，在半个工作周期内，耐压值为 U ，流箝位管，耐压为 0.5U PV 。

两电平逆变器和三电平逆变器

两电平逆变器和三电平逆变器大家好，今天咱们来聊一聊电力系统中的两个“硬核”存在——两电平逆变器和三电平逆变器。

听起来可能有点复杂，对吧？别担心，咱们就像在茶馆里喝着茶，慢慢聊，不急不躁。

先说说这两者的“前世今生”，让你能更清楚地知道它们到底是干啥的。

咱们从两电平逆变器开始。

你可以想象，它就像是一个开关，开了电流通过，关了电流就停了。

简单、粗暴。

它把直流电变成交流电，这样电力就能送到家里、厂里，甚至是电动汽车上。

这两电平的意思，就是它有两个状态，一个是0，一个是1。

你可以理解为开和关，电流要么是完全传输，要么就完全没有。

这种方式比较直观，效率也还不错，所以在一些场合下挺好用。

比如咱们常见的家用太阳能逆变器，很多就用的这种两电平设计。

它能把太阳能板收集到的直流电，转化成咱们可以用的交流电，让咱们的家里可以亮堂堂的。

但是，话说回来，这种两电平的方式也有缺点。

就是在切换的时候，电流的波动比较大，容易产生电磁干扰。

你可以把这想象成一辆车，在高速公路上突然刹车，车子的反应可能不太好，甚至会产生一些震动和噪音。

这就是为什么有些高端应用，比如说风力发电、大型工业设备里，通常用的不是两电平，而是三电平逆变器。

这三电平逆变器就厉害了，简直是两电平的“大哥”。

它不仅仅有“开”和“关”这两个状态，还有一个“中间档”。

你可以想象成是汽车的三挡，不仅可以加速，也能平稳驾驶。

在三电平逆变器中，电流的切换会更平稳一些，电磁干扰也小，整个系统更加稳定。

这样一来，电力转换效率更高，适用于那些对电力质量要求特别高的场合。

比如大功率的电力系统，或者一些需要精密控制的设备。

说到这里，可能你会觉得，两电平和三电平的差别，听起来就像是“低配”和“高配”版的区别。

其实不完全是。

两电平逆变器虽然简单，但成本低，应用广泛，操作起来也不复杂。

很多时候，简单的东西反而更好用，尤其是在一些要求不那么苛刻的场合。

比如你家里装的那套光伏系统，可能就是个典型的两电平逆变器，能满足日常需求，又便宜实惠。

三电平逆变器仿真 ppt课件

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精品资料
• 你怎么称呼老师？
• 如果老师最后没有总结一节课的重点的难点，你是否会认为老师的教学方法需要改进？
• 你所经历的课堂，是讲座式还是讨论式？ • 教师的教鞭
• “不怕太阳晒，也不怕那风雨狂，只怕先生骂我笨，没有学问无颜见爹娘 ……”
• “太阳当空照，花儿对我笑，小鸟说早早早……”
基于SVPWM的三相三电平逆变器仿真
2020/12/27
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随着交流调速及电力电子装置等非线性设备
在工业、交通及家电中的大量应用，电网中的无功和谐波污染日益严重。与传统的逆变器相比,目前以二极管中点箝位型结构为代表的三电平逆变器更适合用于控制高电压、大功率电机,且具备输出电压波形谐波含量低,跳变(du/dt)引起的电磁干扰小等优点
V7
1
OON
3
Vref
PON
OOO
ONN
PNN
V6 POP
ONO
V12
PNO
Sector VI
V17 NNP
V11 ONP Sector V
V18 PNP
19 vectors:
Zero vector:V0 Small vectors:V1-V6 Medium vectors:V7-V12 Large vectors:V13-V18
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ONN OON OOO POO OOO OON ONN
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传统三电平逆变

I ref ( s )
P
Km
RCs RCLs 2 Ls R
I L (s)
Vo ( s ) R RCs 1
K if
G( s)
PKm ( RCs 1) I L ( s) I ref (s) RLCs 2 ( L PKm Kif RC ) s ( R PKm Kif )
三角载波调制法又有载波移相法 (Phase Shifted Carrier PWM)、载波层叠法(Carrier Disposition PWM)、特定谐波消去法(SHEPWM)等
多电平空间矢量调制法也有不同的实现途径
APSC
三角载波相移法
uc1
uc 2
us
u AO
u OB
这种调制方法的每个模块的SPWM信号都是由一个三角载波和两个反相的正弦波比较产生(左、右桥臂三角波相同，正弦波相位相反)。
APSC
单一的电压单闭环控制分别有有效值控制和瞬时值控制两种策略。
L
Vref ( s)
逆变桥
C
R
Kv
1 s
Km
R RCLs Ls R
2
Vo ( s)
驱动
PI
Vref
K vf
G( s)
Km R( Kv s 1) ( RCLs 2 Ls R) s Kvf Km R( Kv R 1)
+ Va2 + Va1 -
Eb2 + HBb2 iEb1 Eb1 + HBb1 -
不足！
需要独立直流电源！
级联型
APSC
几种多电平拓扑优缺点比较
拓扑比较
二极管箝位

三电平逆变器PPT幻灯片课件

VS3=VS4=E/2；
•开关状态为[P]，S1导通，DZ1 承受反压关断，负载电流从DZ1
换相到S1，VS3=VS4=E。
11
工况2：iA<0时换相开关状态：由[O]到[P]变换
•开关状态为[O]时，S2、S3导通，S1、S4关断。此时，由 iA<0，DZ2导通，S1、S4上的电压为E；
•在时间段开始关断S3，由于
感性负载电流iA不能立刻改变方向，iA从S3换相到二极管上，使D1、D2导通，VS1=VS2=0, S3关断期间，由于DZ2的存在， VS4不会低于E；由于S3关断时的等效电阻小于S4的断态电阻， VS4不会低于E。所以VS3从零上升到E，VS4保持为E
•开关状态为[P]，S1导通不会影响电路运行，因为D1、D2已经导通。所以负载电流不会流过 S1、S2。
6 18 36 60
直流电容
(m 1)
2 3 4 5
46
2.基于载波的PWM
采用同相层叠（IPD）调制方式的四电平逆变器的仿真波形：
•从一种开关状态切换到另一种开关状态的过程中，仅影响同一桥臂上的两个开关器件：一个导通，另一个关断： •Vref从一个扇区（或区域）转移到另一个扇区（或区域）时，无需开关器件动作或只需最少的开关动作； •开关状态对中点电压偏移的影响最小。
22
（1）开关状态对中点电压偏移的影响
a)所示为逆变器工作在零矢量V0状态,其开关状态为[PPP]。每个桥臂的上面两个开关导通，A、 B、C三相输出端连接到直流母线上。由于中性点Z悬空，此开关状态不会影响VZ。类似，其他两个零矢量[OOO]、[NNN]，也不会造成VZ偏移。
第5部分：三电平逆变器
1
5.1简介 5.2 三电平逆变器 5.3 空间矢量调制 5.4 中点电压控制 5.5 多电平二极管箝位式逆变器 5.6 应用实例

三电平逆变器PPT课件

工作原理分析
由
SA、SB、SC
组成的电路共有3×3×3=27种组合，
对应主电路有27种工作模式，开关状态及相应电
压值如表所示
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CHENLI
三电平逆变器基本原理
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CHENLI
三电平逆变器基本原理
2021/3/7
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CHENLI
三电平逆变器控制方法
单脉冲控制
2021/3/7
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CHENLI
二电平与三电平逆变器比较
二电平输出端对电源中点电位仅2个值，而三电平有三个值
三电平逆变器输出端电压波形比二电平包含较小的谐波分量，脉动转矩降低
与二电平相比，三电平逆变器中的开关器件所承受的电压是二电平的一半，为0.5Ud,元件耐压水平可降低一半；当采用相同耐压水平的功率开关元件时，三电平可承受更高的直流中间电压，从而提升电机功率
而当ɑ>60度时，波形变为不连续的脉冲波，谐波很大
因此，在电力牵引传动系统中，逆变器采用三电平主电路且机车运行于高速区时，方波控制角都会满足0~30度
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CHENLI
三电平逆变器控制方法
SPWM控制，即采用多个不同宽度的脉冲波控制
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三电平逆变器控制方法
当负载电流为负时形成od10t13a通t13t14导通t11t12关断则不轮电机负载的电流方向a点的电位为功率开关只有以上三种组合并且t11和t14不能够同时开通为了防止同一相上下两桥臂的开关元件同时导通而引起直流侧电源短路逆变器中上述功率开关通断转换必须遵循先断后通的原则即先给应关断的元件关断信号待其关断后留一定的时间裕量然后再给应导通的元件发出到通信号在两者之间留出一个短暂的死区时间死区时间的长短根据开关元件的开关速度来决定工作原理分析三电平逆变器基本原理利用上述理想开关函数每相桥臂电路结构可以简化为一个与直流侧相通的单刀三掷开关s组成的电路共有33327种组合对应主电路有27种工作模式开关状态及相应电压值如表所示输出交流量的每半个周期中只有一块宽度可随控制角调节的矩形电压或电流脉冲称单脉冲工作方式即方波调制

T型三电平(交流伺服)课程PPT

PV
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简述工作原理
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电ቤተ መጻሕፍቲ ባይዱ工作状态
4
实际共3*2=6种工作状态
5
三相T型三电平电路
6
直接采用SPWM控制方式
载波反向脉宽调制载波同相脉宽调制
当然最好采用SVPWM控制方式
7
在MATLAB下建立三相 T型三电平仿真模型，并作并网分析。
A相电流总谐波畸变值2.78%，且直流分量也较小，为0.2%，波形质量较好，满足并网要求。
8
实际脉冲测量（此处仅给出一相三个管的脉冲作为代表）
9
相电压波形
线电压波形
10
VVVF控制1s时f到达50Hz，然后空载运行，1.5s突加负载转矩50N· m
最后提醒大家做实验操作安全和规范
11
T型三电平的优点
• 与NPC三电平相比：少两个箝位二极管，在输出正、负电平时，电流流经器件个数减少，相应的导通损耗也减小。 • 飞跨电容三电平变换器：为了除去二极管箝位电路中的大量箝位二极管，但同时引进大量的悬浮电容。电容在电力电子装置中可靠性差，寿命短，且对高压大容量系统难集成。 • 级联H桥三电平拓扑：易于实现模块化，但需多个隔离的直流电源供电 • T型三电平可以说是中点箝位逆变器的改进，既有两电平逆变器传导损耗低，器件数目少的优点，又有三电平逆变器输出波形好、效率高的优点。不仅能满足多种负载的逆变要求，而且能同时实现网侧的功率因数控制，谐波污染小，对改善电网质量有重要意义，很有发展前景。
易于实现模块化但需多个隔离的直流电源供电t型三电平可以说是中点箝位逆变器的改进既有两电平逆变器传导损耗低器件数目少的优点又有三电平逆变器输出波形好效率高的优点
T型三电平拓扑分析

三电平牵引逆变器的工作原理

Ud -Ud
12 onp 0 -1 1 0
ppo -Ud/2 Ud/2 Ud/2 -Ud Ud/2 26
1 1 0 Ud/6 Ud/6 -Ud/3
0
Ud/2 -Ud/2
13 oon 0 0 -1 Ud/6 Ud/6 -Ud/3 0 Ud/2 -Ud/2 27 ppp 1 1 1 0
0
0
0
0
0
14 ooo 0 0 0 0 0
0
0
0
0
输出线电压uab一共有±Udc, ±Udc/2, 和 0 五种电平。
输出的相电压uaN一共有±2Udc/3, ±Udc/2, ±Udc/3,
±Udc/6,和 0 九种电平。
4
工作模式 23 (SaSbSc=poo)：
p
C1
u1
Udc
o
C2
u2
n
Ta1
Tb1
Ta2 a
Ta3
Tb2
b Tb3
2000
0.005
0.01
0.015
fs=50Htz/s,m=0.4
0.02
1500
1000
线电压
500
0
-500
-1000
-1500
-2000 0
0.005
0.01
0.015
0.02
t/s
输出电压幅值低，调制度小
0.025
-2000 0
4000
0.005
0.01
0.015
0.02
0.025
t/s fs=50Hz,m=0.8
(io=-ia) 因此， poo 和 onn 是中性点电压平衡中的两种互补状态。

三电平逆变器基本介绍

三电平逆变器基本介绍一、三电平逆变器的基本工作原理+BUS+12VDC C1D3Q1Q2iLLC+uCD1GND+u负载Q3+ 12VDC C2 D4D2Q4−BUS图1三电平逆变器主电路图2四个开关管的驱动信号波形当u>0时，u=S* *1/ 2VDC，且S* =1表示Q1 通Q3 断，S* =0 表示Q1断Q3通；当u<0时，u=(S* −1) *1/ 2VDC，且S* =1表示Q2 通Q4 断，S* =0表示Q2断Q4通；由以上可见，S1代表了Q1 通（输出电压的正半周）或Q2 通* =（输出电压的负半周），而由图2 可见，Q1 正半周与Q2 负半周的驱动波形组合起来与原两电平的上管驱动波形完全一致，因此可以直接在原两电平的控制器平台上进行一定的修改，即可得到适合于三电平的控制器。

u =VS *1/ 2V DC=DC4Vt(S1) *1/ 2V−=DC*vmtVDC4V14+VDC1−*v Vm DC4uu><时时图3三电平逆变器模型（包括调制部分）图4三电平逆变器的控制框图二、三电平逆变器的缓冲电路P1P2+12VDC−G2G1CDC1DR11C1D3Q1Q2ALiL+uC+uC−负载+12VDC−CDC2C2D R22D4Q3Q4N1N2图 5 实验中所采用的NPC 缓冲电路实验中发现在突加RCD 负载时会在Q2、Q3 上产生很大的电压尖峰，经仔细分析，主要有以下两个方面的原因：第一：在突加RCD 负载时会产生很大的电流尖峰，由于控制板在设计时考虑的状况是当出现过流信号时同时封锁Q1、Q2、Q3、Q4 的驱动信号，从而导致A 点电位在封锁Q1、Q2、Q3、Q4 驱动瞬间的变化最大幅值可以达到V，很类似于两电平逆变DC器工作时的状态，容易导致开关管上出现电压尖峰。

解决办法：当出现电流尖峰时仅仅封锁Q1、Q4 的驱动信号，而Q2、Q3 的驱动不封锁，仍然保持原状态不变，如此一来在封锁Q1、Q4 驱动瞬间A 点电位的变化最大幅值仅仅为1 ，因/ 2VDC此大大减小了开关管上的电压尖峰。

anpc三电平逆变器工作原理

anpc三电平逆变器工作原理ANPC三电平逆变器工作原理什么是ANPC三电平逆变器ANPC三电平逆变器（Active NPC Three-Level Inverter）是一种在功率电子领域中常用的逆变器拓扑结构。

它通过控制半桥开关管的导通和关断，实现将直流电源转换为交流电源的功能。

工作原理概述ANPC三电平逆变器的核心原理是在每个半桥电路中添加了一个中点电压。

通过在不同的时刻，将直流电源连接到不同的半桥，从而形成多个输出电平。

这样就可以在输出波形中实现三个电平的精确控制。

工作原理详解1.半桥开关与电压–在半桥开关管导通时，直流电源的电压施加在半桥电路上，使其产生一个正向电平（如V/2）。

–当半桥开关管关断时，并联的二极管导通，使半桥电路的中点电压始终保持在直流电源的中点电压水平上（如0V）。

2.三电平输出–ANPC三电平逆变器中，两个半桥之间的负载连接到电源的正负极，形成一个完整电路。

–通过分别控制两个半桥开关管的导通和关断，可以实现输出电压在三个电平之间的切换。

–当两个半桥开关管都导通时，输出电压为零（0V）。

–当两个半桥开关管中的一个导通时，输出电压为中间电平（如V/2）。

–当两个半桥开关管都关断时，输出电压为最高电平（如V）。

3.PWM调制–为了实现精确的电压控制，通常采用脉宽调制（PWM）技术。

–PWM调制根据输入的参考信号和一个三角形波形进行比较，生成输出的开关管控制信号。

–通过调整比较结果的脉宽，可以控制半桥开关管的导通和关断时间，进而实现输出电压的控制。

总结ANPC三电平逆变器通过在每个半桥电路中添加中点电压，实现了在输出波形中精确控制三个电平的功能。

通过PWM调制技术，可以实现对输出电压的精确控制。

这种逆变器结构在交流电力系统、可再生能源及电动汽车等领域得到广泛应用。

以上是对ANPC三电平逆变器工作原理的简要解释和说明。

希望本文能为读者对该逆变器的了解提供帮助。

参考文献： 1. Zhang, L., & Chen, D. (2011). A novel three-level active neutral point clamped converter. IEEE Transactions on Power Electronics, 26(2), . 2. Liu, Y., Luo, Y., & Liang, Y. (2014). Analysis and control strategy of a three-level active-neutral-point-clamped bidirectional DC-DC converter. IEEE Transactions on Power Electronics, 29(1), 24-28.当使用ANPC三电平逆变器时，有几个关键因素需要考虑：1. 输出负载输出负载的特性将影响逆变器的工作效果和稳定性。

三电平逆变器

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结论：
• • 零矢量V0不会影响中点电压；小矢量V1~V6对有明显的影响。P型小矢量会使得升高，而N
型小矢量会导致降低；
• • 中矢量V7~V12也会影响，但电压偏移的方向不定；大矢量V13~V18对中点电压偏移没有影响。
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（2）最小中点电压偏移的开关序列
工况1：选定的三个矢量中有一个小矢量
式中的取值范围 0 3 为： ma 为调制因数
ma 3
Vref Vd
0 ma 1
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20
3. Vref位置与保持时间之间的关系
•Vref指向区域4的中点Q。
•Q和最近三个矢量V2、V7 和V14之间的距离一样，因此作用时间相同。 •当Vref沿着虚线从Q点向 V2移动时，V2对Vref的影响增强，使得V2的保持时间变长。 •当Vref和V2完全重合时， V2的保持时间Tc达到最大值（Tc=Ts），V7和V14的保持时间减小到零。
v AN
3E
2E E 0
44
五电平开关状态和逆变器端电压VAN
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4. 开关顺序设计原则：
•从一种开关状态切换到另一种开关状态的过程中，仅影响同一桥臂上的两个开关器件：一个导通，另一个关断：
•Vref从一个扇区（或区域）转移到另一个扇区（或区域）时，无需开关器件动作或只需最少的开关动作；
•开关状态对中点电压偏移的影响最小。
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（1）开关状态对中点电压偏移的影响
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c)与b中正好相反，V1的N型开关状态[ONN] 使VZ减小。
d)工作于开关状态[PON]的中矢量V7，负载端子A、B和C分别连接到正母线、中点和负母线上。在逆变器不同运行条件下，中点电压VZ可能上升也可能下降。

(完整版)三电平逆变器的主电路结构及其工作原理

三电平逆变器的主电路结构及其工作原理所谓三电平是指逆变器交流侧每相输出电压相对于直流侧有三种取值,正端电压（+Vdc/2)、负端电压（-Vdc/2）、中点零电压(0).二极管箱位型三电平逆变器主电路结构如图所示。

逆变器每一相需要4个IGBT开关管、4个续流二极管、2个箱位二极管；整个三相逆变器直流侧由两个电容C1、C2串联起来来支撑并均衡直流侧电压,C1=C2。

通过一定的开关逻辑控制,交流侧产生三种电平的相电压,在输出端合成正弦波。

三电平逆变器的工作原理以输出电压A相为例，分析三电平逆变器主电路工作原理，并假设器件为理想器件，不计其导通管压降。

定义负载电流由逆变器流向电机或其它负载时的方向为正方向。

（l）当Sa1，、Sa2导通，Sa3、Sa4关断时，若负载电流为正方向，则电源对电容C1充电，电流从正极点流过主开关Sa1、Sa2,该相输出端电位等同于正极点电位，输出电压U=+V dc/2；若负载电流为负方向，则电流流过与主开关管Sa1、Sa2反并联的续流二极管对电容C1充电，电流注入正极点，该相输出端电位仍然等同于正极点电位,输出电压U=+V dc/2。

通常标识为所谓的“1"状态，如图所示。

“1"状态“0”状态“-1”状态（2）当Sa2、Sa3导通，Sa1、Sa4关断时，若负载电流为正方向，则电源对电容C1充电，电流从O点顺序流过箱位二极管D a1，主开关管Sa2:，该相输出端电位等同与0点电位，输出电压U=O;若负载电流为负方向，则电流顺序流过主开关管Sa3和箱位二极管D a2,电流注入O 点，该相输出端电位等同于O点电位，输出电压U=0,电源对电容C2充电。

即通常标识的“0”状态,如图所示。

（3）当Sa3、Sa4导通,Sa1、Sa2关断时，若负载电流为正方向，则电流从负极点流过与主开关Sa3、Sa4反并联的续流二极管对电容C2进行充电,该相输出端电位等同于负极点电位,输出电压U=—V dc/2;若负载电流为负方向，则电源对电容C2充电,电流流过主开关管Sa3、Sa4注入负极点，该相输出端电位仍然等同于负极点电位，输出电压U=-V dc/2。

三电平逆变器

Nonlinear control of neutral point in three-level single-phase converter by means of switching redundant statesJ.Salaet,A.Gilabert,J.Bordonau,S.Alepuz,A.Cano and L.M.GimenoA new method for guaranteeing the capacitor voltage balance in a three-level AC =DC single-phase converter is ing a nonlinear control loop and combinations of redundant switching functions,the capacitor charge balance for any power factor is achieved.Experimental results validate the performance of this proposal.Introduction:Three-level power converters,and particularly the neutral-point-clamped (NPC)topology (Fig.1),allow reduced harmo-nic distortion and a lower semiconductor voltage stress,compared with the two-level structures.However,capacitive branch balance is required in order to equally distribute the voltage over the switches and to keep a low harmonic distortion in the AC current.Concerning this problem,Osawa et al .proposed a balancing method based on using the sine pulse width modulation (PWM)where the dead-times of the switches are changed to equalise the capacitors’charge [1].Lin et al.feedback the difference V C 1–V C 2to a hysteretic comparator-based current loop [2,3].Here,a new space vector PWM (SVPWM)strategy is presented,using redundant switching combinations precisely selected by the assessment of a nonlinear closed loop control and implemented in a DSP .The algorithm is presented for an AC =DC converter and can be extended to DC =ACconverters.Fig.1AC =DC three-level single-phase converterThe DC-link load is distributed in two parts,Z U (up)and Z D (down),with a common connection to the midpoint (Fig.1).So it is possible to experiment with severe charge unbalances owing to unequal values of these two loads.This operating condition is,for example,that of a three-phase three-level inverter connected back-to-back to the rectiﬁer in a single-to-three phase conversion system.Space vector PWM for single-phase case:The AC =DC converter transforms the sine grid voltage v g (t )¼V M cos(o o t )into a continuous value V DC ¼V C 1þV C 2with some ripple at twice the line frequency (supposed negligible [4])and forces a sine current i L (t )¼I M cos(o o t Àc ).The control system provides a voltage refer-ence V ab (t )¼V cos(o o t Àf )to the modulator,in order to achieve the desired power factor and DC voltage.The modulator generates the gate signals according to the duty-ratios,deﬁned as d x y ,for the connection a to x 2{p,o,n }and b to y 2{p,o,n }(Fig.1).Under balanced operation,capacitor voltages are half of the rectiﬁer output voltage.Then,the averaged value of V ab in a commutation period is:V ab V DC¼d pn 1þd np ðÀ1Þþd po 12þd on 12þd no À12þd op À12þd oo 0þd pp 0þd nn 0ð1ÞExpression (1)is translated on the complex plane ab (Fig.2).The modulator input is represented as a reference vector with modulus V and phase o o t Àf .The real part is the voltage V ab which is synthesised every switching period as a linear combination of the space vectors {À1,À1=2,0,1=2,1}.There are redundant switching states generat-ing the space vectors 0(oo,pp,nn),þ1=2(po,on)and À1=2(op,no).The redundancy will be used to balance the charge in the DC-link capacitors and to reduce the number ofcommutations.Fig.2Sector distribution for calculation of PWM (d ¼o o t Àf )Neutral point voltage control:A duty-ratio d A is deﬁned for the set A ¼{op,on }of switching states connecting the nodes a and o of the converter.In the same way,a duty-ratio d B is deﬁned for the set B ¼{po,no }(nodes b and o )d A ¼d op þd onandd B ¼d po þd noð2ÞApplication of Kirchoff current law to node o (see Fig.1)gives the following expression (assuming C 1¼C 2 C )cdV diff¼ðd B Àd A Þi L ;where V diff ¼V C 1ÀV C 2ð3ÞThe PWM strategy for a charge balance operation (and Z D ¼Z U )has to verify d A ¼d B ,in order to cancel the differential voltage V diff .This is feasible if a combination of the set A is used together with any other of B with the same duration in each switching period.When a capacitor charge unbalance is present,a properly switching strategy must be used to cancel out V diff .A control system is implemented such that the difference D ¼d B Àd A will depend on the sign of i L (t )and the value of V diffD ¼d B Àd A ¼ÀkV diff sign ði L Þð4ÞCombining (3)and (4)the nonlinear expression (5)is obtained,which corresponds to a stable system if k >0.cdV diff¼Àk j i L j V diff ð5ÞSVPWM strategy:Three space vectors are used every switching period,in order to generate the input rectiﬁer voltage and to balance the capacitors’charge.The axis a on the ab plane is divided into ﬁve sectors (Fig.2)with different switching strategies.The expressions used to calculate the duty-ratios in each sector are set out in Table 1.To minimise commutations,a symmetry is obtained every two switching periods using the same states in reverse order.In sectors 1and 4the value of the quotient V ab =V DC can demand negative values of d A or d B which is inconsistent.This is the reason for limiting j D jj D j max ¼21Àj V ab jV DCð6ÞThe width of the region P is changed according to the charge unbalance,from P ¼{Ø}(balanced mode)up to P ¼[À1=2,1=2](highly unbalanced operation),taking opportunity of the capability of the set {po ,on ,op ,no }for rebalancing the DC-link.ELECTRONICS LETTERS 2nd March 2006Vol.42No.5Table1:Expressions for calculating the duty-ratios at each sector Sector Duty-ratios calculation1d pn¼À1þ2V ab=V dc d on¼1ÀD=2ÀV ab=V dcd po¼1þD=2ÀV ab=V dc2d oo¼1À2V ab=V dc d on¼ÀD=2þV ab=V dcd po¼D=2þV ab=V dcP d oo¼1Àj D j (D!0)d po¼D=2þV ab=V dcd no¼D=2ÀV ab=V dc(D<0)d op¼ÀD=2ÀV ab=V dcd on¼ÀD=2þV ab=V dc3d oo¼1þ2V ab=V dc d op¼ÀD=2ÀV ab=V dcd no¼D=2ÀV ab=V dc4d np¼À1À2V ab=V dc d on¼1ÀD=2þV ab=V dcd po¼1þD=2þV ab=V dcExperimental results:The AC=DC converter prototype has the following characteristics:v g¼110V RMS,L¼10mH,C1¼C2¼1000m F,i L¼5 A RMS,o o¼2p50rad=s.The switching frequency is10kHz.The balancing algorithm is disabled during the converter start up (d A¼d B)and,later,it is switched on and balances the DC-link.In this way,the balancing process can be easily observed.Fig.3shows the evolution of voltages V C1and V C2and the current i L during a transient of the capacitors’charge balancing when Z U¼Z D¼66O. Once the balancing system is triggered(pointed by an arrow in the Figure),the capacitors’voltage becomes equal,after40ms.The larger the value of k,the less time will be taken to balance the capacitors’charge(5).However,an arbitrary high value of k is not feasible for two reasons:1.the value of D must be limited;2.depending on how high V diff and i L are,a huge charge transfer between the two capacitors can occur in a brief time interval(Fig.4,where Z U¼127O and Z D¼274O).Therefore,it is advisable to use an adaptive method to change the value of k as a function of V diff and the current i L .V poV oni LFig.3Balancing the capacitors’charge when Z U¼Z D¼66O,k¼0.01V poV oni LFig.4Capacitors’balancing when Z U¼127O,Z D¼274O,k¼0.03Conclusions:A new control system for balancing the DC-link capacitors’charge of a three-level boost rectiﬁer is presented.It has been formulated analytically and veriﬁed experimentally.A new space vector modulation is also deﬁned for an adaptive region which reaches its maximum width in case of high charge inbalance and its minimum width for equal charge in the two capacitors.In this region, an improved balancing is possible by using all the best redundant switching combinations available in the converter.Acknowledgment:This work has been sponsored by grant TIC2002-03036of the Ministerio de Ciencia y Tecnologı´a(Madrid).#IEE200631December2005 Electronics Letters online no:20064495doi:10.1049/el:20064495J.Salaet,J.Bordonau,A.Cano and L.M.Gimeno(Department of Electronic Engineering,Universitat Polite`cnica de Catalunya, Diagonal,647(ETSEIB),08028Barcelona,Spain)E-mail:salaet@A.Gilabert(Ecote`cnia s.c.c.l.,Roc Boronat,78,08008Barcelona, Spain)S.Alepuz(Escola Universita`ria Polite`cnica de Mataro´,Av.Puig i Cadafalch,101-111Mataro´,Spain)References1Osawa,C.,Matsumoto,Y.,Mizukami,T.,and Ozaki,S.:‘A state-space modelling and a neutral point voltage control for an NPC power converter’.Proc.Power Conversion Conf.,August1997,V ol.1, pp.225–2302Lin,B.-R.,and Hung,T.-L.:‘Novel single-phase AC=DC converter with two PWM control schemes’,IEEE Trans.Aerosp.Electron.Syst.,2002, 38,(3),pp.1000–10103Lin,B.-R.,and Chen,D.-J.:‘Implementation of a single-phase three-leg AC=AC converter with neutral-point diode-clamped scheme’,IEE Proc., Electr.Power Appl.,2002,149,(6),pp.423–4324Carter,J.,Goodman,C.,and Zelaya,H.:‘Analysis of the single-phase four quadrant PWM converter resulting in steady-state and small-signal dynamic models’,IEE Proc.,Electr.Power Appl.,1997,144,(4),pp.241–247ELECTRONICS LETTERS2nd March2006Vol.42No.5。