微带线E类功率放大器的设计与实现

微带线E 类功率放大器的设计与实现郝新慧,纪学军(中国电子科技集团公司第54研究所,河北石家庄050081)摘　要:E 类功率放大器作为开关模式放大器一种,其理想效率为100%。

一种简单微带线拓扑网络的E 类功率放大器被提出,这种微带线负载网络不仅满足E 类功率放大器工作模式的特殊要求,而且对高次谐波有很好的抑制性,同时通过增加合适的偏置微带线可以拓宽放大器的工作带宽。

采用ADS 软件仿真电路,并在1G H z 频率点电路实现了输出功率为4W ,漏极效率为73.4%,其中漏极效率效率在63%以上的电路带宽为200MH z 。

关键词:E 类功率放大器;高效率;ADS;微带线中图分类号:T N722 文献标识码:A 文章编号:1003-3114(2007)03-39-3Design and R ealization of T ransmission 2line Class E Pow er AmplifiersH AO X in 2hui ,J I Xue 2jun(The 54th Research Institute of CET C ,Shijiazhuang Hebei 050081,China )Abstract :Class 2E am plifiers are a type of s witching am plifier offering very high efficiency approaching to 100%.A design methodology ,which could be used for a transmission 2line im plementation of a class 2E power am plifier ,is presented.A sim ple transmission 2line class 2E load netw ork is proposed that offers combined trans formation of the load resistance down to a suitable level ,as well as simultaneous suppression of harm onics in the load.The load netw ork was tested with ADS.A microstrip lay out was designed at 1G H z.A drain efficiency of 73.4%was measured with the output power of 4W.The bandwidth of 200MH z is achieved with the drain efficiency of 63%.K ey w ords :class 2E power am plifier ;high efficiency ;ADS;transmission 2line收稿日期:2006-12-22作者简介:郝新慧(1980-),女,硕士研究生。

主要研究方向:电磁场与电磁波。

0　引言在通信系统中,所应用的功率放大器,其效率都皆为偏低,大部分所消耗的功率是由功率放大器而来,为了延长系统使用时间,在不需要拥有高线性度的恒包络调制系统,譬如电子干扰、FM 系统中都可以使用高效率放大器。

在高效率功率放大器范围内,E 类功率放大器不仅电路结构简单,而且在理论上具有集电极效率为100%的优点[1]。

最早S okal 提出的E 类功率放大器一般为集总的拓扑网络结构[1],其应用多在MH z 的范围内,然而在射频微波段,集总参数E 类功率放大器受限于器件难以实现,因而提出了微带线E 类功率放大器。

在射频以上的频率段,微带线E 类功率放大器以其效率和谐波抑制度高的优点得到更广泛的应用[2]。

本文针对L 频段E 类功率放大器做了特殊的微带线电路设计实现,给出细节的拓扑结构以及仿真性能分析。

1　原理对于一般E 类功率放大器电路,输出负载回路是由并联电容、剩余电感以及基频谐振回路组成。

这种特殊负载网络使晶体管上电压和电流不同时出现而使其功耗为零,因而理想的E 类功率放大器效率为100%,其设计公式为[3]: R L =8V CC 2P o (π2+4),C shunt =15.4466R L , V ds =3.647V CC ,X =πV CC 2(π2-4)2ωP o (π2+4)。

微带线E 类功率放大器电路的实现,在转换为微带线负载网络,必须满足:・基频上所要求的理想化最佳阻抗[2,5]:Z =R/(1+jtan49.052°);・负载网络应该提供在谐波分量上的高阻抗,理论上抑制所有的谐波分量;・负载电阻应该被转换到一个合理的值,以使功率最大化,峰值电压和电流不应该超出有源器件的反向击穿电压;・电路拓扑结构应该尽可能简单,便于转换到微带网络。

根据K ee的谐波负载回路理论[4],E类功率放大器电路的输出负载拓扑结构结合F类功率放大器工作模式,实现电压逼近方波,电流近似为半正弦波的条件,效率会更高。

对于方波电压,其傅里叶级数是奇次谐波的总和,而基波与偶次谐波的总和近似为半正弦波。

根据对F类放大器分析,在电路中对二次和三次谐波的负载阻抗进行控制,就可额外提高漏极效率[1]。

因此,这样一种谐波控制网络可由λ/4微带线构成,实现在偶次谐波短路和三次谐波峰化的条件[2]。

T.Made[5]对微带线实现E类放大器做了研究,本文在他研究的基础上,就f=1G H z频率段,给出具体电路的实现方法,并在此基础上改进电路实现方式,更好地提高了效率。

2　拓扑结构首先确定集总参数的电路参数结构。

假设要求输出功率为4W,这里有源器件选用MRF281场效应管,反向击穿电压为65V,因此根据公式V ds= 31647V CC,可知供电电压选择为18V。

根据上述公式得出R L取50Ω,C shunt为0.6pF。

根据所选择MRF281的资料,在这个频率段其寄生输出电容为3pF左右。

上述计算出的并联电容小于MRF281场效应管的寄生输出电容,导致功率不能输出。

因此,根据MRF281的场效应管的寄生输出电容以及可实现性来决定负载阻抗的值,由此得出R L取10Ω,C shunt约为3pF,而场效应管的寄生输出电容已经足够满足E类放大器最佳工作模式所需的并联电容,因此不需加外部的并联电容。

电路还需阻抗转换网络,实际的输出功率负载为50Ω,需要把10Ω的阻抗转换到50Ω。

由于阻抗转换的比例比较大,达到5,因此采用2节的LC转换网络。

剩余电抗的参数也可根据公式:X=πVCC2(π2-4)2ωP o(π2+4),计算得X=11.5,由此可得所需剩余电感值为1.83nH。

集总参数电路确定之后,需要再把集总参数电路转换为微带线的电路形式。

在微波频段,并联电容用低阻抗短截线实现,串联电感可以用小于1/8波长的传输线来替代。

本电路电容实现用开路短截线,根据公式tanθ/Z0=ωC,先确定电长度,其特性阻抗也就确定了。

其电长度选择要结合考虑对高阶谐波开路条件,来自傅里叶分析表明,E类电路模式的开关电压波形比较好,只需取前几次谐波即可[2]。

因此,每个电容的具体微带线实现,用两截开路线来实现,分别对前4个谐波进行抑制,开路线的电长度分别被选择为在频率2f0、3f0、4f0、5f0的1/4波长,这表明这4个短截线在这些谐波点呈现为低阻抗,而在电路终端很好地抑制了这些谐波点。

事实上,电长度为f x频率的1/4波长,也在f x(1+2k)(k为0、1、2...)频率点呈现低阻抗。

即,电长度为2f0频率的1/4波长的开路短截线,也同时抑制了6f0、10f0频率点;电长度为3f0频率的1/4波长的开路短截线,也同时抑制了9f0、15f0频率点;电长度为4f0频率的1/4波长的开路短截线,也同时抑制了12f0、20f0频率点;电长度为5f0频率的1/4波长的开路短截线,也同时抑制了15f0、25f0频率点。

这样的设计电路额外地抑制了其他谐波分量,使基频信号更好地输出到负载。

图1　微带线负载网络图如上所述的匹配网络称之为谐波抑制短截线匹配拓扑网络,这样的拓扑网络优点很明显,既实现了阻抗转换,又抑制了谐波成分,同时,也保证了E类放大器的最佳工作模式。

3　仿真分析采用ADS软件仿真电路性能。

考虑到MRF281场效应管的输入匹配电路也要用微带线实现,直接在ADS软件里用Smith圆图作输入匹配。

谐波平衡法仿真电路,从频谱图可以看出高次谐波抑制量都在40dBc以上,这表明这种微带电路设计对谐波有很好的抑制性。

在供应电源偏置电路中,采用增加漏极偏置微带线,优化其偏置线的电长度和特性阻抗。

仿真结果表明,在1G H z 频率点,附加效率达到79.7%,功率为4.2W 。

跟无偏置微带线相比,附加效率和输出功率没有改变,但其带宽却展宽了,在0.9G H z 效率为68.2%,在1.1G H z 效率为75.9%,而输出功率在0.8～1.1G H z 的频率段内,起伏在0.2W 左右。

这表明增加漏极偏置微带线能使带宽展宽,其带宽为200MH z ,效率在68%以上,输出功率仅有±0.1dB 的起伏。

如果转换偏置微带线为电感,可知其电感量为7nH 左右,其等效为与漏极输出电容相并联的电感,这表明增加一个并联电感能使E 类放大器的工作带宽展宽。

图2　漏极端口电压电流波形图扫描功率管漏极端口的电压电流波形,如图2所示,波形基本上符合E 类放大器的工作模式,即高电压和高电流不同时出现,但是波形并不是很理想,这主要是由于功率管的输出寄生电容并不为所需的恒定值,而是随着输入电压的变化而变化。

另外从图中可以看出,漏极电压最小值在3～5V 之间波动,导通电阻偏大对总效率和电压电流的波形的影响仅次于输出寄生电容,在这里不能忽略导通电阻的饱和压降所带来的损耗。

4　电路实现根据仿真的电路,制作实验电路板,电路板采用介电常数为4.5,板厚为1.5mm 的环氧玻璃板。

输入匹配电路也采用微带电路,依照小信号S 参数设计。

由于无法在漏极端口监测其电压电流波形,只能从输出功率和效率来说明是否工作在E 类放大器模式。

同时用频谱仪测试了二次谐波分量和三次谐波分量,其谐波抑制量分别为43.5dBc 和6215dBc ,与仿真值对比,最后实测的谐波抑制性更好。

表1给出了在各个频点的输出功率、漏极电流以及功率增益的实测值。

可以看出,漏极效率效率在63%以上的电路带宽为200MH z ,漏极效率在70%以上的电路带宽为100MH z 。

这主要是增加的微带偏置短路线相当于一个小电感,这与功率管的输出寄生电容相补偿,从而增加了带宽,这为E 类放大器模式的带宽拓展理论做了很好的实物验证。