开关电源待机损耗
开关电源电路各种损耗的分析
开关电源电路各种损耗的分析01输入部分损耗1、脉冲电流造成的共模电感T的内阻损耗加大适当设计共模电感，包括线径和匝数2、放电电阻上的损耗在符合安规的前提下加大放电电阻的组织3、热敏电阻上的损耗在符合其他指标的前提下减小热敏电阻的阻值02启动损耗普通的启动方法，开关电源启动后启动电阻回路未切断，此损耗持续存在。
改善方法：恒流启动方式启动，启动完成后关闭启动电路降低损耗。
03与开关电源工作相关的损耗04钳位电路损耗有放电电阻存在，mos开关管每次开关都会产生放电损耗改善方法：用TVS钳位如下图，可免除电阻放电损耗（注意：此处只能降低电阻放电损耗，漏感能量引起的尖峰损耗是不能避免的）当然最根本的改善办法是，降低变压器漏感。
05供电绕组的损耗电源芯片是需要一定的电流和电压进行工作的，如果Vcc供电电压越高损耗越大。
改善方法：由于IC内部消耗的电流是不变的，在保证芯片能在安全工作电压区间的前提下尽量降低Vcc供电电压！06变压器的损耗由于待机时有效工作频率很低，并且一般限流点很小，磁通变化小，磁芯损耗很小，对待机影响不大，但绕组损耗是不可忽略的。
07变压器绕组引起的损耗绕组的层与层之间的分布电容的充放电损耗(分布电容在开关MOS管关断时充电，在开关MOS管开通时放电引起的损耗。
）当测试mos管电流波形时，刚开启的时候有个电流尖峰主要由变压器分布电容引起。
改善方法:在绕组层与层之间加绝缘胶带，来减少层间分布电容。
08开关管MOSFET上的损耗mos损耗包括：导通损耗，开关损耗，驱动损耗。
其中在待机状态下最大的损耗就是开关损耗。
改善办法：降低开关频率、使用变频芯片甚至跳频芯片（在空载或很轻负载的情况下芯片进入间歇式振荡）09整流管上的吸收损耗输出整流管上的结电容与整流管的吸收电容在开关状态下引起的尖峰电流反射到原边回路上，引起的开关损耗。
另外还有吸收电路上的电阻充放电引起的损耗。
改善方法：在其他指标允许的前提下尽量降低吸收电容的容值，降低吸收电阻的阻值。
开关电源设计-开关电源损耗分析与减小的方法
1.4 同步整流器可以使输出整流器导 通损耗的降低
为了降低输出整流器的导通损耗，可以采 用MOSFET构成同步整流器，如果一个导 通电阻为10mΩ的MOSFET流过20A电流， 其导通电压降仅仅0.2V！明显低于肖特基 二极管的在这个电流下的导通电压，如果 流过10A电流，则导通电压会更低。 这就是现在的高效率开关电源的输出整流 器采用同步整流器的最主要的原因。
ห้องสมุดไป่ตู้
尽可能增加占空比可以降低导通损 耗
在开关管额定电流相同的条件下。占空比 为0.5的导通损耗是占空比0.4的导通损耗的 80%、是占空比0.4的导通损耗的60%。 这种损耗的减少是在不增加成本和电路复 杂性条件下通过改变工作状态轻而易举得 到的。
常规技术下开关管的导通损耗比例
MOSFET作为开关管时，导通损耗一般占 开关管总损耗的2/3； IGBT作为开关管时，导通损耗一般占开关 管总损耗的1/3。
开关管的驱动 驱动MOSFET实际上是对MOSFET的栅极 电容的充放电过程。 例如在100ns时间内驱动一个100nC栅极电 荷的MOSFET由关断到导通或由导通到关 断需要1A驱动电流，如果是200mA则驱动 时间就会变为500ns。对应的开关损耗将会 增加到1A驱动电流的5倍。 因此，驱动电流对于快速开关MOSFET非 常重要。
小功率开关电源原理分析及其低待机损耗应用
变 压器原、 副边 电感 的电流波形 图。 在大功率 电源应用场合 ，￣ ｌｂ ｏ 变换器 与主 电路 类似并联 ， ４Ｆ ｙａｋ 使得 该 电路拓扑结构具有低待机损耗 、 高效率 、 快速 负载动态响应等优点。 出了试验结果并证 实了其 可行性。 给 关键词： 反激 式变换器 ；待机损耗 ；动态 响应 中图分类号 ：Ｔ ５ ４ Ｐ ０ ３ 文献标 识码 ：Ａ 文章编号 ：１ ０ — ｌ ５ （０ ６ ０ — ０ ９ ０ Ｍ ６ ；Ｔ ３ ３． ０ ７ ３ ７ 一 ２ ０ ） ５ ０ １— ４
维普资讯
小功率开关电源啜理分析及其低待机损耗应甬
江苏 电器 （０ ６Ｎｏ５ ２ ０ ．）
０ 产品与应用
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小 功 率开 关 电源原理 分析 及其低 待机 损 耗 应 用
张友 军 ，张玉珍 ，苏银 伟 ，宋德 翔 ，马立
（ 苏 州大学 机 电工程 学 院，江 苏 苏州 ２ ０ １ １ ５ ；２ 南京理 工 大学 自动化 系 ，江苏 南京 ２ ０４ １ ２ ０ ９） １
０ 引 言
随着 半导体技术和 电力 电子技术 的飞速发展 ，
隔离 、 降范 围宽 、 升 易于 多路输 出等优点 ， 以常见 所 的小功率 电气隔离型开关 电源多采用益增加 ， 节能 、 环保
电力 电子产品 已经大量进入各个领域 。 各种家用 电 器及办公、 生产 设备中大 多含有 内置或 外置式 小功
在大功率 电源应 用场合 ， Ｆ ａ ｋ 换器 与ｔ电 将 ｌｂｃ 变 ｙ 路类似并联 ， 使得新 的类似并联 电路 拓扑结构具 可 有低待机损耗 、 高效率、 快速负载动态 响应等优 点， 给出的试验结果证实了其可行性 。
降低开关电源待机功耗的电路分析
降低开关电源待机功耗的电路分析摘要：围绕着物联网的概念，诞生了一些智能家居、无人售货、工业自动化等新领域，需要大量用到使用微电子电路作为检测、监控、控制的手段，这些设备、部件长时间通电待机，要消耗一定无用功的电能。
在现在用电负荷越来越高，用电费用越来越贵的今天，智能家居、物联网智能化的同时，要降低无用功的电能消耗，控制不必要增长的电能消耗。
关键词：开关电源；待机功耗1引言物联网（英语：Internet of Things，缩写：IoT），最早在1999年由工作于宝洁公司的Kevin Ashton创造，他带领和麻省理工学院合作的队伍成立AUTO-ID中心，为宝洁公司研发基于RFID技术的供应链管理技术。
智能电网是一种现代化的输电网络。
利用信息及通信技术，以数字或模拟信号侦测与收集供应端的电力供应状况和使用端的电力使用状况。
再用这些信息来调整电力的生产与输配，或调整家电及企业用户的耗电量，以此达到节约能源、降低损耗、增强电网可靠性的目的。
也是物联网的其中一种形式。
无论物联网、还是智能电网，都离不开一个必要的需要¬--电力，都是基于低压用电的智能设备服务端和终端设备。
电力供应不能简单地从发电站直接连接到这些设备上，电力传输过程中要经过多次升压、降压的转换过程。
因此传统的智能检测控制设备需要经过体积大、发热大、转换效率低的线性电源转换为需要用到的工作电压，造成设备的体积、制造成本等不能适合未来的技术发展，特别是运行时电力消耗成本对于企业的财政造成很大的负担，这时候需要用到开关模式电源，简称开关电源，来提供供电、降压功能，但开关电源不能完全达到100%的转换效率，开关电源电路在转换的过程也会有无功电能消耗，现阶段供电部门也对供电的线路、智能电网设备也提出了最低限度的电能损失做出了严格的要求，这是本文以此为目的作为分析的课题。
2开关电源电路的特性开关电源泛指电路中有电子器件工作在高频开关状态的直流电源，不同于传统的线性电源，开关电源利用的切换晶体管多半是在全开模式（饱和区）及全闭模式（截止区）之间切换，两个模式都有低耗散的特点，切换之间的转换会有较高的耗散，但时间很短，因此比较节省能源，产生废热较少。
开关电源8大损耗,讲的太详细了
开关电源8大损耗，讲的太详细了能量转换系统必定存在能耗，虽然实际应用中无法获得100%的转换效率，但是，一个高质量的电源效率可以达到非常高的水平，效率接近95%。
绝大多数电源IC 的工作效率可以在特定的工作条件下测得，数据资料中给出了这些参数。
一般厂商会给出实际测量的结果，但我们只能对我们自己的数据担保。
图1 给出了一个SMPS 降压转换器的电路实例，转换效率可以达到97%，即使在轻载时也能保持较高效率。
采用什么秘诀才能达到如此高的效率？我们最好从了解SMPS 损耗的公共问题开始，开关电源的损耗大部分来自开关器件(MOSFET 和二极管)，另外小部分损耗来自电感和电容。
但是，如果使用非常廉价的电感和电容(具有较高电阻)，将会导致损耗明显增大。
选择IC 时，需要考虑控制器的架构和内部元件，以期获得高效指标。
例如，图1 采用了多种方法来降低损耗，其中包括：同步整流，芯片内部集成低导通电阻的MOSFET，低静态电流和跳脉冲控制模式。
我们将在本文展开讨论这些措施带来的好处。
图1. 降压转换器集成了低导通电阻的MOSFET，采用同步整流，效率曲线如图所示。
降压型SMPS损耗是任何SMPS 架构都面临的问题，我们在此以图2 所示降压型(或buck)转换器为例进行讨论，图中标明各点的开关波形，用于后续计算。
降压转换器的主要功能是把一个较高的直流输入电压转换成较低的直流输出电压。
为了达到这个要求，MOSFET 以固定频率(f S)，在脉宽调制信号(PWM)的控制下进行开、关操作。
当MOSFET 导通时，输入电压给电感和电容(L 和C OUT)充电，通过它们把能量传递给负载。
在此期间，电感电流线性上升，电流回路如图2 中的回路1 所示。
当MOSFET 断开时，输入电压断开与电感的连接，电感和输出电容为负载供电。
电感电流线性下降，电流流过二极管，电流回路如图中的环路2 所示。
MOSFET 的导通时间定义为PWM 信号的占空比(D)。
一种新颖开关电源低待机损耗控制电路的设计
Ａｂ ｓ ｔ ｒ ａ ｃ ｔ ： Ａ ｄ ｅ ｓ ｉ ｇ ｎ ｆ ｏ ｒ ａ ｕ ｔ ｏ ｍａ ｔ ｉ ｃ ｄ ｅ ｔ ｅ ｃ ｔ ｉ ｎ ｇ ｔ ｈ ｅ ｌ ｏ ｗ ｓ ｔ ａ ｎ ｄ ｂ ｙ ｌ ｏ ｓ ｓ ｅ ｓ ｏ ｆ ｈｅ ｔ ｌ ｏ ａ ｄ ｉ ｎ ｓ ｗｉ ｔ ｃ ｈ ｅ ｄ ｍｏ ｄ ｅ ｐ ｏ ｗｅ ｒ ｓ ｕ ｐ ｐ ｌ ｙ ｉ ｓ ｐ ｒ ｏ ｐ ｏ ｓ ｅ ｄ ． Ｆ ｉ ｒ ｓ ｔ ｌ ｙ， ｔ ｈ ｅ ｗｏ ｒ ｋ ｉ ｎ ｇ ｐ ｉ ｒ ｎ ｃ ｉ ｐ ｌ ｅ ｏ ｆ ｈｅ ｔ ｃ ｉ ｒ ｃ ｕ ｉ ｔ ｉ ｓ ａ ｎ ａ ｌ ｙ ｚ ｅ ｄ ． Ｔ ｈ ｅ ｎ， ａ ｃ ｃ ｏ ｒ ｄ ｉ ｎ ｇ ｔ ｏ ｄ ｉ ｆｅ ｒ ｅ ｎ ｔ ｓ ｉ ｔ ｕ ａ ｔ ｉ ｏ ｎ ｓ ， ｆ ｏ ｕ ｒ ｃ ｏ ｎ ｔ ｒ ｏ ｌ ｃ ｉ ｒ ｃ ｕ ｉ ｔ ｓ ａ ｒ ｅ ｄ ｅ — ｓ ｉ ｎｅ ｇ ｄ： ｈｅ ｔ ｄ ｒ ｉ ｖ ｅ ｃ ｉ ｒ ｃ ｕ ｉ ｔ ｏ ｆ ｓ ｗ ｉ ｔ ｃ ｈ， ｈｅ ｔ ｌ ｏ ａ ｄ ｄ ｅ ｔ ｅ ｃ ｔ ｉ ｏ ｎ ｃ ｉ ｒ ｃ ｕ ｉ ｔ ｂ ｅ ｆ ｏ ｒ ｅ ａ ｎ ｄ ａ ｆ ｔ ｅ ｒ ｓ ｔ ａ ｒ ｔ — ｕ ｐ ａ ｎ ｄ ｌ ｏ ｗ ｌ ｏ ｓ ｓ ｅ ｓ ｐ ｏ ｗｅ ｒ ｓ ｕ ｐ ｐ ｌ ｙ
开关电源的开关损耗
开关电源的开关损耗作者：Roger Kenyon 美信公司应用工程部总监Switching loss in switch-mode power supplies基于电感的开关电源（SM-PS）包含一个功率开关，用于控制输入电源流经电感的电流。
大多数开关电源设计选择MOSFET作开关（图1a中Q1），其主要优点是MOSFET在导通状态具有相对较低的功耗。
MOSFET完全打开时的导通电阻（RDS(ON)）是一个关键指标，因为MOSFET的功耗随导通电阻变化很大。
开关完全打开时，MOSFET的功耗为ID2与RDS(ON)的乘积。
如果RDS(ON)为0.02W，ID为1A，则MOSFET功耗为0.02*12=0.02W。
功率MOSFET的另一功耗源是栅极电容的充放电。
这种损耗在高开关频率下非常明显，而在稳态（MOSFET连续导通）情况下，MOSFET 栅极阻抗极高，典型的栅极电流在纳安级，因此，这时栅极电容引起的功耗则微不足道。
转换效率是SMPS的重要指标，须选择尽可能低的RDS(ON)。
MOSFET制造商也在坚持不懈地开发低导通电阻的MOSFET，以满足这一需求。
随着蜂窝电话、PDA及其他电子设备的体积要求越来越小，对电子器件，包括电感、电容、MOSFET 等的尺寸要求也更加苛刻。
减小SMPS体积的通用方法是提高它的开关频率，开关频率高容许使用更小的电感、电容，使外部元件尺寸最小。
不幸的是，提高SMPS的开关频率会降低转换效率，即使MOSFET的导通电阻非常小。
工作在高开关频率时，MOSFET的动态特性，如栅极充放电和开关时间变得更重要。
可以看到在较高的开关频率时，高导通电阻的MOSFET反而可以提高SMPS的效率。
为了理解这个现象就不能只看MOSFET的导通电阻。
下面讨论了N沟道增强型MOSFET的情况，其它类型的MOSFET具有相同结果。
图1. 一个典型的升压转换器（a）利用MOSFET控制流经电感至地。
开关电源变压器损耗计算
开关电源变压器损耗计算
计算开关电源变压器的损耗，可以采用下面的方法：
1. 计算铁心损耗：开关电源变压器的铁心损耗包括磁滞损耗和涡流损耗，可以通过铁心材料的特性曲线和变压器铁心的磁通密度来计算。
一般情况下，铁心损耗占总损耗的比重较小，通常在5%以下。
2. 计算铜损耗：开关电源变压器的铜损耗是由变压器线圈中的电流通过导线时产生的热量而导致的。
铜损耗的大小取决于变压器的额定电流和绕组的电阻值。
在设计开关电源变压器时，需要根据变压器线圈的截面积和电阻值来计算铜损耗。
3. 计算其他损耗：开关电源变压器还可能存在其他的损耗，如液体绝缘材料的损耗、绝缘损耗以及机械损耗等。
这些损耗的大小往往比较难以估算，可以通过实验来确定。
总的来说，开关电源变压器的损耗计算是一个较为复杂的过程，需要掌握一定的电路和材料知识。
为了确保变压器的工作稳定和可靠，需要对其损耗进行适当的估算和优化设计。
开关电源损耗计算方法
开关电源损耗计算方法开关电源是现代电子设备中常见的一种电源转换装置，其工作原理主要是通过控制开关的通断来调节输出电压。
然而，在开关电源的工作过程中，不可避免地会产生一定的损耗，这些损耗会影响电源的效率和稳定性。
因此，如何计算和降低开关电源的损耗，成为电源设计中的重要问题。
本文将详细探讨开关电源损耗的计算方法。
一、开关电源的基本结构与工作原理开关电源主要包括输入整流滤波电路、功率开关管、变压器、输出整流滤波电路等部分。
工作时，通过控制功率开关管的通断，使得变压器初级线圈上的电流发生变化，进而改变次级线圈上的感应电动势，从而实现电压的变换。
在这个过程中，功率开关管、变压器以及其他元器件都会产生损耗。
二、开关电源的主要损耗类型1. 开关损耗：这是由于功率开关管在导通和截止过程中产生的损耗，主要包括开通损耗和关断损耗。
2. 导通损耗：当功率开关管处于导通状态时，其内部电阻会消耗一部分能量，形成导通损耗。
3. 变压器损耗：包括磁滞损耗、涡流损耗和铜损。
磁滞损耗是由磁性材料的磁滞特性引起的；涡流损耗是由于交变磁场在导体中产生的涡流所消耗的能量；铜损是由于电流通过变压器绕组产生的热量。
4. 整流损耗：这是由整流二极管在反向恢复期间产生的损耗。
5. 其他损耗：如驱动电路的损耗、电容的ESR损耗等。
三、开关电源损耗的计算方法1. 开关损耗的计算：开关损耗主要取决于开关频率、开关速度和电压、电流的变化率。
通常采用SPICE仿真软件进行计算。
2. 导通损耗的计算：导通损耗等于导通电流与导通电阻的乘积。
3. 变压器损耗的计算：磁滞损耗和涡流损耗可以使用B-H曲线和E-J曲线进行计算，铜损则等于电流的平方与电阻的乘积。
4. 整流损耗的计算：整流损耗等于二极管的正向压降与电流的乘积。
5. 其他损耗的计算：需要根据具体的电路参数进行计算。
四、降低开关电源损耗的方法1. 选择低导通电阻的开关管，以降低导通损耗。
2. 提高开关频率，减小变压器的体积和重量，但可能会增加开关损耗。
BUCK型开关电源中的损耗与效率的计算
在BUCK型开关电源中，如果没有损耗，那效率就是100%，但这是不可能的，BUCK型开关电源中主要的损耗是导通损耗和交流开关损耗，导通损耗主要是指MOS管导通后的损耗和肖特基二极管导通的损耗（是指完全导通后的损耗，因为导通不是瞬间导通，有个从线性区到非线性区的过程），在MOS管导通时，由于存在导通电阻，那么流过电流就必然存在导通损耗，而肖特基导通损耗是指在MOS 管关闭期间，由于电感的电流不能突变加上电感反冲现象，会产生与MOS管导通时的相反电压方向，从而使肖特基导通，流过的电流会在肖特基上产生损耗。
由于MOS管在导通的时候，流过其的电流不是瞬间达到最大，此时电流有个从零逐渐上升到最大的过程，此时MOS管漏源（DS）之间的电压也是从Vdc逐渐下降到零，MOS管关闭的时候也存在此情况，只是与打开的时候过程相反，那么在这逐渐的过程中就会产生损耗，这就是交流开关损耗，交流开关损耗包括MOS管打开和关闭损耗，交流开关损耗与开关的频率成正比，因为一开一关的次数越多，损耗自然就大了。
在忽略交流开关损耗的情况下，假设输入电压Vdc,输出电压为V o,MOS管导通时间为Ton,关闭时间为T off,整个周期为T，即T=Ton+Toff。
在MOS管导通期间流过的平均电流为Io,由于电感电流不能突变，那么在MOS管关闭期间流过肖特基的平均电流也为Io，在MOS管和肖特基导通期间产生的压差基本为1V，那么导通损耗=P(mos管)+P(肖特基)=1*Io*Ton/T+1*Io*Toff/T=1*Io。
那么此时的效率E=Po/(Po+Plosse)=(Vo*Io)/(Vo*Io)+(1*Io)=Vo/Vo+1。
在考虑交流开关损耗的时候，基本交流开关损耗可以分两种情况来考虑，第一种情况是MOS管导通期间，电流开始上升的时候电压同时开始下降，MOS管关闭期间电流开始下降的时候电压同时上升，此种情况也是最理想的情况（一般实际情况很难达到），那么在此情况下，交流开关损耗=整个开关周期的导通损耗+整个开关周期的关断损耗=（时间从0到T on,流过电流和电压剩积的积分）*(Ton/T)+（时间从0到T off,流过电流和电压剩积的积分）*(Toff/T)=Io*Vdc/6*(Ton/T)+Io*Vdc/6*(Toff/T)。
开关电源六级能效详解
开关电源高级能效详解近一两年内，基本做电源产品都为了更新六级能效而忙碌，新规要求倒逼产品升级换代，是好事，也是挑战。
关于六级能效，两个要求：一，待机功耗二，平均效率针对这两点，除了拥有一颗新颖的IC，还有那些细工需要注意的，扒一扒。
首先，先了解下标准要求：美国能效要求一、待机功耗以美国能效要求为例，要求49W以下空载功耗为0.1W，大于49W空载功耗为0.21W；欧盟49W 以下为75mW，大于49W为150mW。
在设计电源时，相对于75mW的空载功耗，必须要精打细算到每个细节上。
以下几点为显在的固定消耗点：1，Vcc启动回路2，X电容放电回路3，IC Vcc供电回路4，电压（电流）检测环路5，假负载首先，新出的IC大多具有HV启动关断功能，启动后关闭启动电阻回路，避免此回路损耗。
当然，这属于IC原有功能，不在本贴的主旨中，这里一带过，同时后面的一些延伸也会用到此引脚，顺带一说。
如下：当没有HV启动功能的芯片时，Vcc只能尽量大启动电阻，大的启动电阻又需要较快的启动时间时，可以这样做,Vcc两级DC接法,C16用于启动储能，C14用于辅助供电储能,使启动时较大R的情况下C能更快充到IC启动阈值：X电容放电IEC60950要求1S内电压下降到37%IEC60065要求2S内电压下降到35V以下例，按第1条，X电容放电时间常数RC需小于1，设X电容为0.33uF,Rx*Cx<1,那么Rx<3MΩ，由于电容量存在20%误差，那么此电阻选值留足裕量，那应在Rx*0.7内，约2MΩ。
电阻损耗，PR=U2/R，设ACmax=264VPR=2642/2MPR=34.8mWCoC要求49W以下75mW待机或DoE要求49W以下100mW待机，不管那个标准，这部份的损耗都显得巨大。
怎么办，使用更小的X电容（当0.1uF以下，可以不使用放电电阻），或想办法让这个R更灵活一点，如下：1，在断电后，利用IC的HV脚对Cx进行放电2，没有HV启动脚，将启动电阻接到X电容放电电阻中点，断电后，利用IC的Vcc脚帮助放电，可减小X 电容两端电阻的放电功率：3，把EMC元件后移动，AC端不放X电容：Vcc供电尽量小的Vcc限流电阻，减小损耗。
开关电源开关管和整流桥损耗的计算
开关电源开关管和整流桥损耗的计算一、导通损耗P dc （与平均直流有关）设开关管的导通压降为1V ,整流桥的压降也为1V ,则导通损耗P dc 为P dc =L(Q)+L(D)=1I IN ONT T +1 I O OFFT T二、交流开关损耗P ac（a ）最理想的晶体管开关波形电流电压的转变同时开始,同时结束。
（b ）最恶劣情况的波形，Q1导通时，电压保持最大值Vdc(max )直到电流达到最大值时才开始下降；关断时，电流保持恒定值Io 直到Q1电压达到最大值Vdc 时才开始下降。
（a ）最理想的晶体管开关波形电流电压的转变同时开始，同时结束。
（b ）最恶劣情况的波形，Q1导通时，电压保持最大值V dc(max)直到电流达到最大值时才开始下降；关断时，电流保持恒定值I o 直到Q1电压达到最大值V dc 时才开始下降。
开关损耗的的计算非常复杂，与半导体特性的许多变量和开关器件的驱动方法有关，此外，还与实际电路的设计（包括缓冲电路、负载、能量回馈的设计）因素有关。
在开通和关断瞬间，Q 的损耗由电流和电压的交叠产生。
D 的损耗与反向恢复时间有关，因为在反向恢复瞬间存在电流和电压应力。
电感的电流纹波在磁芯材料上产生磁滞和涡流损耗。
开通损耗P(T on )= vf dc o cr dc o T V I T V I + 若设T cr =T vf =T s ，则P(T on )=V dc I o (T s /T) 关断损耗P(T off )= 22cf o dc vr o dc T I V T I VT T +若设T cr =T cf =T s ，则P(T off )=V dc I o (T s /T)总的开关损耗为P ac =2V dc I o (T s /T)三、开关电源的总损耗P tP t =P ac +P dc。
影响开关电源损耗因素
影响开关电源损耗因素影响开关电源效率的因素：1、开关管的损耗包括开关损耗和传导损耗，开关损耗跟频率正相关，跟开关管的开关速度负相关，传导损耗则由开关管的结构和制造工艺决定，优选方案是高开关速度、低导通内阻的管子。
现代MOS 管比起双极晶体管而言具有更低的导通内阻和更高的开关速度。
2、续流二极管的损耗也包括开关损耗和传导损耗，开关损耗跟频率正相关，跟二极管的反向恢复时间负相关，传导损耗则由二极管的结压降决定，优选方案是快恢复、低结压降的管子，小功率应用中肖特基管正符合这样的要求。
3、储能电感的损耗包括铜损和磁损，铜损跟线圈的内阻正相关，同样电感量下工作频率越低的电感需要更多的绕制圈数，于是铜损与频率负相关。
同样工作频率下，磁芯体积较大时可以采用更粗的线径来绕制，于是铜损跟导线线径/电感体积负相关。
磁损跟磁性材料的特性有关，跟频率和磁通密度正相关。
优选方案是低损耗、高Q值的电感。
但是，电感的损耗除跟自身的结构参数有关外，还跟整体电路的原理和结构也有关系。
4、滤波电容的损耗包括串联等效电阻的损耗、串联等效电感的损耗、介电损耗和漏电流损耗等，考虑到不同容量下的电容材料往往会有很大不同，所以损耗不能简单跟频率挂钩，值得注意的是，可工作频率较高的陶瓷电容损耗往往比铝电解电容低。
5、电路中的其它损耗这个由电路结构和相关元件的参数决定。
在开关电源系统中，因为影响效率的因素很多，多数情况下似乎频率越高损耗越大，效率自然也越低，但现代开关电源得益于技术的进步反而可能来个大逆转，可以比较一下已有三十年高龄的MC34063和前不久论坛里才试用评估过的采用了同步整流、低内阻高速开关MOS 管等新技术的TI易电源二者间的效率。
BUCK型开关电源中的损耗与效率的计算
在BUCK型开关电源中，如果没有损耗，那效率就是100%，但这是不可能的，BUCK型开关电源中主要的损耗是导通损耗和交流开关损耗，导通损耗主要是指MOS管导通后的损耗和肖特基二极管导通的损耗（是指完全导通后的损耗，因为导通不是瞬间导通，有个从线性区到非线性区的过程），在MOS管导通时，由于存在导通电阻，那么流过电流就必然存在导通损耗，而肖特基导通损耗是指在MOS 管关闭期间，由于电感的电流不能突变加上电感反冲现象，会产生与MOS管导通时的相反电压方向，从而使肖特基导通，流过的电流会在肖特基上产生损耗。
由于MOS管在导通的时候，流过其的电流不是瞬间达到最大，此时电流有个从零逐渐上升到最大的过程，此时MOS管漏源（DS）之间的电压也是从Vdc逐渐下降到零，MOS管关闭的时候也存在此情况，只是与打开的时候过程相反，那么在这逐渐的过程中就会产生损耗，这就是交流开关损耗，交流开关损耗包括MOS管打开和关闭损耗，交流开关损耗与开关的频率成正比，因为一开一关的次数越多，损耗自然就大了。
在忽略交流开关损耗的情况下，假设输入电压Vdc,输出电压为Vo,MOS管导通时间为Ton,关闭时间为Toff,整个周期为T，即T=Ton+Toff。
在MOS管导通期间流过的平均电流为Io,由于电感电流不能突变，那么在MOS管关闭期间流过肖特基的平均电流也为Io，在MOS管和肖特基导通期间产生的压差基本为1V，那么导通损耗=P(mos管)+P(肖特基)=1*Io*Ton/T+1*Io*Toff/T=1*Io。
那么此时的效率E=Po/(Po+Plosse)=(Vo*Io)/(Vo*Io)+(1*Io)=Vo/Vo+1。
在考虑交流开关损耗的时候，基本交流开关损耗可以分两种情况来考虑，第一种情况是MOS管导通期间，电流开始上升的时候电压同时开始下降，MOS管关闭期间电流开始下降的时候电压同时上升，此种情况也是最理想的情况（一般实际情况很难达到），那么在此情况下，交流开关损耗=整个开关周期的导通损耗+整个开关周期的关断损耗=（时间从0到Ton,流过电流和电压剩积的积分）*(Ton/T)+（时间从0到Toff,流过电流和电压剩积的积分）*(Toff/T)=Io*Vdc/6*(Ton/T)+Io*Vdc/6*(Toff/T)。
工程师必读开关电源MOS的8大损耗
工程师必读开关电源MOS的8大损耗在器件设计选择过程中需要对MOSFET的工作过程损耗进行先期计算（所谓先期计算是指在没能够测试各工作波形的情况下，利用器件规格书提供的参数及工作电路的计算值和预计波形，套用公式进行理论上的近似计算）。
MOSFET的工作损耗基本可分为如下几部分：1、导通损耗Pon导通损耗,指在MOSFET完全开启后负载电流（即漏源电流）IDS(on)(t)在导通电阻RDS(on)上产生之压降造成的损耗。
导通损耗计算：先通过计算得到IDS(on)(t)函数表达式并算出其有效值IDS(on)rms，再通过如下电阻损耗计算式计算：Pon=IDS(on)rms2×RDS(on)×K×Don说明：计算IDS(on)rms时使用的时期仅是导通时间Ton，而不是整个工作周期Ts；RDS(on)会随IDS(on)(t)值和器件结点温度不同而有所不同，此时的原则是根据规格书查找尽量靠近预计工作条件下的RDS(on)值（即乘以规格书提供的一个温度系数K）。
2、截止损耗Poff截止损耗，指在MOSFET完全截止后在漏源电压VDS(off)应力下产生的漏电流IDSS造成的损耗。
截止损耗计算：先通过计算得到MOSFET截止时所承受的漏源电压VDS(off)，在查找器件规格书提供之IDSS，再通过如下公式计算：Poff=VDS(off)×IDSS×（1-Don）说明：IDSS会依VDS(off)变化而变化，而规格书提供的此值是在一近似V(BR)DSS条件下的参数。
如计算得到的漏源电压VDS(off)很大以至接近V(BR)DSS则可直接引用此值，如很小，则可取零值，即忽略此项。
3、开启过程损耗开启过程损耗，指在MOSFET开启过程中逐渐下降的漏源电压VDS(off_on)(t)与逐渐上升的负载电流（即漏源电流）IDS(off_on)(t)交叉重叠部分造成的损耗。
BUCK型开关电源中的损耗与效率的计算
BUCK型开关电源中的损耗与效率的计算BUCK（降压）型开关电源是一种常见的电源系统，广泛应用于各种电子设备中。
计算BUCK型开关电源的损耗与效率是非常重要的，可以帮助我们了解电源系统的性能和优化设计。
本文将详细介绍如何计算BUCK型开关电源的损耗与效率。
1.BUCK型开关电源的工作原理工作原理如下：-当输入电压大于输出电压时，开关管关闭，电感储存能量；-当输入电压小于输出电压时，开关管打开，电感释放能量，使输出电流继续供电。
2.BUCK型开关电源的损耗2.1静态损耗静态损耗主要包括开关管的导通损耗和电感元件的电流损耗。
- 开关管的导通损耗可以通过导通电流和开关管的导通电阻来计算，即 P1 = I(on) * R(on)。
- 电感元件的电流损耗可以通过电感电流和电感的电阻来计算，即P2 = I(lm)² * R(lm)。
2.2动态损耗动态损耗主要包括开关管的开关损耗和反馈电路的功耗。
- 开关管的开关损耗可以通过开关频率、开关管的导通电阻和电容负载来计算，即 P3 = f * V(in) * I(C) * (t(on) + t(off))，其中 f为开关频率，V(in)为输入电压，I(C)为电容负载电流，t(on)和t(off)为开关管的导通时间和关断时间。
- 反馈电路的功耗主要来自反馈控制电路，可以通过电压和电流来计算，即 P4 = V(fbk) * I(fbk)。
总的损耗为 P(total) = P1 + P2 + P3 + P43.BUCK型开关电源的效率输出功率可以通过输出电压和输出电流来计算，即 P(out) = V(out) * I(out)。
输入功率可以通过输入电压和输入电流来计算，即 P(in) = V(in) * I(in)。
4.优化BUCK型开关电源的设计为了提高BUCK型开关电源的效率，可以采取以下措施：-选择低导通电阻的开关管，减少导通损耗。
-选择低电阻的电感元件，减少电流损耗。
开关电源损耗计算方法
开关电源损耗计算方法
开关电源损耗计算方法是指用于计算开关电源中各种元件和电路的损耗的方法。
开关电源在工作过程中，由于元件和电路的阻抗，会产生能量损耗，这些损耗主要表现在开关管的导通损耗、二极管的正向损耗、电容的损耗以及变压器和线圈的损耗等方面。
对于开关管导通损耗的计算，通常采用开关管导通电阻和电流的乘积来计算。
公式为：功耗= 电流²×导通电阻。
其中，导通电阻指的是开关管导通时电阻的大小，通常比较小。
二极管正向损耗的计算则使用电流和正向压降的乘积进行。
公式为：功耗= 电流×正向压降。
正向压降是指二极管正向导通时的压降大小。
电容的损耗则用1/2×电容×电压²×频率×损耗角正切值来计算。
公式为：功耗= 1/2×电容×电压²×频率×损耗角正切值。
其中，损耗角正切值是指电容器的损耗角和电容的比值。
对于变压器和线圈的损耗，分为变压器铁耗和线圈铜耗。
它们的计算方法与上述其他元件的损耗类似，也是通过测量相关参数并利用公式进行计算得出的。
总的来说，开关电源损耗计算方法是一种用于评估开关电源性能的重要手段，通过对各种元件和电路的损耗进行精确计算，可以帮助工程师优化电路设计，提高电源效率并减小能源浪费。
开关电源的总损耗
开关电源的总损耗开关电源的总损耗根据效率定义，电源的总损耗为△P=Pi－Po=Po(1/η－1)(7.3.2)总损耗包括功率器件、变压器、滤波电路、缓冲电路、辅助电源、EMI滤波、保险丝、假负载等一切损耗。
有时“变换器效率”，实际上仅只包含功率电路、变压器、整流滤波电路和缓冲电路损耗，不包含除此以外的其他电路损耗，甚至不包含功率开关驱动损耗。
开关电源适配器设计开始，应当对所设计电源效率有一个恰当的估计，由此选择功率开关。
用式（7.3.2）计算出允许的总损耗。
再根据所选择拓朴给出功率电路的允许损耗——功率开关损耗Ps，变压器损耗Pt，滤波器损耗Pf，漏感引起的损耗Pls，缓冲电路损耗Psn，整流损耗Pr等等。
辅助电源如果是直接取自于输入电压，不影响功率电路输入功率，可根据所选择的功率器件，保护电路和显示电路的消耗电流，单独给出允许损耗；如果辅助电源采用自举供电，在功率电路中还应当包含其损耗。
功率开关损耗Ps包括功率管导通和开关损耗。
导通损耗与电流I或电流的平方I2成正比。
高压器件比低压器件导通电阻（或压降）大，更长的开关时间，因此通态损耗和开关损耗也大。
开关损耗随频率增加而增加，因此高压大功率开关电源一般开关频率较低。
IGBT电压定额一般在500V以上，导通压降在2-3V，从损耗的观点看不适宜工作在低电压（小于200V）和工作频率超过30kHz电路中。
低压MOSFET电流定额越大，导通电阻越小。
如果将大电流定额的器件用在小工作电流场合，导通损耗明显降低，但大电流器件的栅极电荷比小电流大，栅极驱动损耗将明显增加，因此必须在栅极损耗和导通损耗之间折中，但栅极损耗随开关频率增加而增加，如果采用大马拉小车，开关频率是调节损耗的重要因素。
双极型功率管通态压降一般在1V以上，为减少存储时间，通常采用抗饱和措施，导通压降增加。
粗略估计，可以假定开关损耗等于导通损耗。
变压器损耗Pt包括磁芯损耗和线圈损耗（铜损耗）。
开关电源的损耗影响因素超全解读——这篇经验之谈确定不来看看？(民熔)
开关电源损耗影响因素有哪些要提高开关电源的效率，就必须分辨和粗略估算各种损耗。
开关电源内部的损耗大致可分为四个方面：开关损耗、导通损耗、附加损耗和电阻损耗。
这些损耗通常会在有损元器件中同时出现，下面将分别讨论。
与磁性元件有关的损耗对一般设计工程师而言，这部分非常复杂。
因为磁性元件术语的特殊性，以下所述的损耗主要由磁心生产厂家以图表的形式表示，这非常便于使用。
这些损耗列于此处，使人们可以对损耗的性质作出评价。
与变压器和电感有关的损耗主要有三种：磁滞损耗、涡流损耗和电阻损耗。
在设计和构造变压器和电感时可以控制这些损耗。
磁滞损耗与绕组的匝数和驱动方式有关。
它决定了每个工作周期在B-H曲线内扫过的面积。
扫过的面积就是磁场力所作的功，磁场力使磁心内的磁畴重新排列，扫过的面积越大，磁滞损耗就越大。
感(用串联于绕组的小电感表示)使一部分磁通不与磁心交链而漏到周围的空气和材料中。
它的特性并不受与之相关的变压器或电感的影响，因此绕组的反射阻抗并不影响漏感的性能。
漏感会带来一个问题，因为它没有将功率传递到负载，而是在周围的元件中产生振荡能量。
在变压器和电感的结构设计中，要控制绕组的漏感大小。
每一个的漏感值都会不同，但能控制到某个额定值。
一些减少绕组漏感的通用经验法则是：加长绕组的长度、离磁心距离更近、绕组之间的紧耦合技术，以及相近的匝比(如接近l：1)。
对通常用于DC-DC变换器的E-E型磁心，预计的漏感值是绕组电感的3％～5％。
在离线式变换器中，一次绕组的漏感可能高达绕组电感的12％，如果变压器要满足严格的安全规程的话。
用来绝缘绕组的胶带会使绕组更短，并使绕组远离磁心和其他绕组。
开关电源内部主要损耗功率开关是典型的开关电源内部最主要的两个损耗源之一。
损耗基本上可分为两部分：导通损耗和开关损耗。
导通损耗是当功率器件已被开通，且驱动和开关波形已经稳定以后，功率开关处于导通状态时的损耗；开关损耗是出现在功率开关被驱动，进入一个新的工作状态，驱动和开关波形处于过渡过程时的损耗。
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开关电源功耗分析
首先要分析开关电源损耗的构成。
以反激式电源为例，其工作损耗主要表现为：MOSFET 导通损耗，MOSFET寄生电容损耗，开关交叠损耗，PWM控制器及其启动电阻损耗，输出整流管损耗，箝位保护电路损耗，反馈电路损耗等。
其中前三个损耗与频率成正比关系，即与单位时间内器件开关次数成正比。
在待机状态，主电路电流较小，MOSFET导通时间ton 很小，电路工作在DCM模式，故相关的导通损耗，次级整流管损耗等较小，此时损耗主要由寄生电容损耗和开关交叠损耗和启动电阻损耗构成。
提高待机效率的方法
根据损耗分析可知，切断启动电阻，降低开关频率，减小开关次数可减小待机损耗，提高待机效率。
具体的方法有：降低时钟频率；由高频工作模式切换至低频工作模式，如准谐振模式（QuasiResonant，QR）切换至脉宽调制（PulseWidthModulation，PWM），脉宽调制切换至脉冲频率调制（PulseFrequencyModulation，PFM）；可控脉冲模式（BurstMode）。
（一）切断启动电阻
对于反激式电源，启动后控制芯片由辅助绕组供电，启动电阻上压降为300V左右。
设启动电阻取值为47kΩ，消耗功率将近2W.要改善待机效率，必须在启动后将该电阻通道切断。
TOPSWITCH，ICE2DS02G内部设有专门的启动电路，可在启动后关闭该电阻。
若控制器没有专门启动电路，也可在启动电阻串接电容，其启动后的损耗可逐渐下降至零。
缺点是电源不能自重启，只有断开输入电压，使电容放电后才能再次启动电路。
（二）降低时钟频率
时钟频率可平滑下降或突降。
平滑下降就是当反馈量超过某一阈值，通过特定模块，实现时钟频率的线性下降。
POWER公司的TOPSwitch-GX和SG公司的SG6848芯片内置了这样的模块，能根据负载大小调节频率。
（三）切换工作模式
1.QR→PWM对于工作在高频工作模式的开关电源，在待机时切换至低频工作模式可减小待机损耗。
例如，对于准谐振式开关电源（工作频率为几百kHz到几MHz），可在待机时切换至低频的脉宽调制控制模式PWM（几十kHz）。
IRIS40xx芯片就是通过QR与PWM切换来提高待机效率的。
当电源处于轻载和待机时候，辅助绕组电压较小，Q1关断，谐振信号不能传输至FB端，FB电压小于芯片内部的一个门限电压，不能触发准谐振模式，电路则工作在更低频的脉宽调制控制模式。
2.PWM→PFM
对于额定功率时工作在PWM模式的开关电源，也可以通过切换至PFM模式提高待机效率，即固定开通时间，调节关断时间，负载越低，关断时间越长，工作频率也越低。
图5是采用NS公司的LM2618控制的Buck转换器电路和分别采用PWM和PFM控制方法的效率比较曲线。
由图可见，在轻载时采用PFM模式的电源效率明显大于采用PWM模式时的效率，且负载越低，PFM效率优势越明显。
将待机信号加在其PW/引脚上，在额定负载条件下，该引脚为高电平，电路工作在PWM模式，当负载低于某个阈值时，该引脚被拉为低电平，电路工作在PFM模式。
实现PWM和PFM的切换，也就提高了轻载和待机状态时的电源效率。
通过降低时钟频率和切换工作模式实现降低待机工作频率，提高待机效率，可保持控制器一直在运作，在整个负载范围中，输出都能被妥善的调节。
即使负载从零激增至满负载的情况下，能够快速反应，反之亦然。
输出电压降和过冲值都保持在允许范围内。
（四）可控脉冲模式（BurstMode）
可控脉冲模式，也可称为跳周期控制模式（SkipCycleMode）是指当处于轻载或待机条件时，由周期比PWM控制器时钟周期大的信号控制电路某一环节，使得PWM的输出脉冲周期性的有效或失效，如图6所示。
这样即可实现恒定频率下通过减小开关次数，增大占空比来提高轻载和待机的效率。
该信号可以加在反馈通道，PWM信号输出通道，PWM芯片的使能引脚（如LM2618，L6565）或者是芯片内部模块（如NCP1200，FSD200，L6565和TinySwitch系列芯片）。
NCP1200的内部跳周期模块结构，当反馈检测脚FB的电压低于1.2V（该值可编程）时，跳周期比较器控制Q触发器，使输出关闭若干时钟周期，也即跳过若干个周期，负载越轻，跳过的周期也越多。
为免音频噪音，只有在峰值电流降至某个设定值时，跳周期模式才有效。
而FSD200则是通过控制内部驱动器实现可控脉冲模式，即将脚的反馈电压与0.6V/0.5V 迟滞比较器比较，由比较结果控制门极驱动输出。
我们可根据此原理用分立元件实现普通芯片的BurstMode功能。
控制反馈通道是实现一般PWM控制器的可控脉冲模式的方法之一。
另外对于有使能脚的PWM控制器，如L6565等，用可控脉冲信号控制使能脚使控制芯片有效或失效，也可以实现BurstMode，上述BurstSignal可由图1中所示的迟滞比较器产生。
总结:存在的问题
以上介绍的降频和BurstMode方法在提高待机效率的同时，也带来一些问题，首先是频率降低导致输出电压纹波的增加，其次如果频率降至20kHz以内，可能有音频噪音。
而在BurstMode的OFF时期内，如果负载激增，输出电压会大大降低，如果输出电容不够大，电压甚至可能降低至零。
如果增大输出电容，以减小输出电压纹波，则会导致成本增加，并会影响系统动态性能。
因此必须综合考虑。