S波段超低变频损耗镜像抑制混频器_张晗

图 6 变频损耗随输入频率的变化 Fig. 6 Frequency conversion loss with the
change of the input frequency
图 7 噪声系数 Fig. 7 Noise factor
28 期
张 晗，等： S 波段超低变频损耗镜像抑制混频器
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图 8 镜像抑制混频器的仿真模型 Fig. 8 The simulation model of image rejection mixer
图 2 镜像抑制混频器原理图 Fig. 2 The principle diagram of the image
rejection mixer
镜像抑制混频器原理图如图 2 所示，设射频信 号、本振信号和镜频信号分别表示为
vＲF（ t） = vＲFcosωＲFt，vLO（ t） = VLOcosωLOt，vIm（ t） = VIm cosωIM t，其中，ωＲF － ωLO = ωLO － ωIM 。
vIM （ t） = 1 VIM VLO cos［（ ωLO － ωIM ） t］。 2 槡2
经过移相器［4］后得到中频、镜频信号分别为
vIF（ t） = 1 VＲFVLO cos［（ ωＲF － ωLO ） t － 90°］； 2 槡2
vIM （ t） = 1 VIM VLO cos［（ ωLO － ωIM ） t － 90°］。 2 槡2
抑制混频器的最大优势即抑制镜频的目的。
2 镜像抑制混频器的设计仿真
2. 1 设计方案 图 3 中给出了镜像抑制混频器的结构图，整个
电路包括威尔金森功分器、3 dB 耦合器、平衡混频 器、低通滤波器等部分。此镜像抑制混频器采用一 分为二的功分器，将射频信号分为等幅同相的两路 信号，采用 3 dB 耦合器将本振信号分为等幅反相两 路信号，然后分别四路信号输入到两个平衡混频器 中，再分别 通 过 低 通 滤 波 器，并 将 其 中 的 一 路 进 行 90°的移相，利用功分器与另一路进行合路并最终输 出中频信号。设计过程中分别对各个单元电路进行 设计仿真，最终再进行总体的优化调试。 2. 2 二极管的选取
图 8 是镜像抑制混频器的 ADS 的仿真模型，将 前面已经设计好的各个部分生成相应的模块再结合 起来进行仿真优化。射频信号通过射频功分器，本 振信号通过 3 dB 耦合器，四路信号分别两两通过平 衡混频器，各自输出的中频信号经过低通滤波器的 滤波后，输入到移相器中，其中一路经过 90° 移相， 最后混频成中频信号输出。
利用 90°混合网络的［S］矩阵［3］，可得输入混频 器 1 的射频、本振、镜频信号分别为
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张 晗，等： S 波段超低变频损耗镜像抑制混频器
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vＲF（ t） = 1 VＲFcosωＲFt； 槡2
vLO （ t）
=
1 槡2
V
LO
cosωLO
t；
vIm（ t） = 1 VImcosωIMt。 槡2
出，特性阻抗为 Z0 ，两个分支线的特性阻抗为 槡2Z0 ， 长度为 λ /4。两端口间有一个阻值为 2Z0 的隔离电 阻，理想情况下隔离电阻可以将两个端口完全隔离。 利用 HFSS 软件结合 ADS 软件，对射频输入端的功 分器进行 设 计 仿 真［9］，射 频 功 分 器 的 仿 真 结 果 是 S（ 2，1） 在 3. 2 dB 左右，隔离度大于 20 dB。 2. 5 本振 3 dB 定向耦合器
对该平衡混频器进行谐波平衡仿真［8］。图 5 是 该平衡混频器在射频输入为 3. 6 GHz，本振功率为 10 dBm，中频为 200 MHz 时的信号输出频谱图，从 图中可得输出中频为 21. 86 dBm。图 6 是本振功率 为 10 dBm 时，混频器的变频损耗随射频输入频率 变化的曲线图，图 6（ a） 是没有对射频和本振信号进 行回收的变频损耗曲线图，从图中可以看出在本振 频率 3. 8 GHz 处的变频损耗较大。图 6 （ b） 是利用 λ /4 开路线对射频信号和本振信号回收，组成其回 路，这时在射频频率 3. 6 GHz 时，变频 损 耗 为 1. 9 dB，在本振功率 3. 8 GHz 处的变频损耗在 4. 5 dB 之 内，损耗很小，说明 λ /4 开路线的作用很好的实现 了。图 7 是显示的是噪声系数为 7. 24。
混频器设计中的非线性元件一般采用二极管。
图 3 镜像抑制混频器结构图 Fig. 3 Image rejection mixer structure
在二极管的选取中，通常根据二极管的线性等效电 路，计算出其截止频率［5］，一般选取的二极管，要求 其截止频率至少是工作频率的 20 倍以上，并且其特 性参数的一致性也要比较好。所以根据本文的设计 要求，最终选取了 Avago Technologies 的肖特基二极 管中的对管 HSMS-8202。基板选取较为常用的 ＲF4，εr = 4. 4，t = 0. 05 mm，h = 1 mm，tanD = 0. 02。 2. 3 平衡混频器
1. 2 镜像抑制混频器
混频器通常由非线性元件和选频回路构成，是 一个三端口 器 件，其 中 两 个 输 入 端 口，一 个 输 出 端 口，输出信号频率等于两输入信号频率的和、差或其 他组合。此混频器是应用在接收机中的，需要的是 下变频，即输出的信号频率等于输入的两个信号频 率之差。 1. 1 平衡混频器
图 1 是平衡混频电路的结构原理图。平衡混频 器由两个反向的二极管、3 dB 定向耦合器等器件构 成。输入本振信号和射频信号通过 3 dB 定向耦合 器施加到二极管上。由于通过耦合器后两信号的相
2015 年 6 月 12 日收到 第一作者简介： 张 晗（ 1989—） ，女，硕士研究生。研究方向： 射频 电路与天线技术。E-mail： 362406919@ qq. com。
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科学技术与工程
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图 4 平衡混频器电路图 Fig. Βιβλιοθήκη Baidu Balanced mixer circuit diagram
－ 3. 1 dB，S（ 4，1） 为 － 21. 7 dB。
图 5 信号输出频谱图 Fig. 5 Signal output spectrum
2. 4 射频功分 等分威尔金森功分器能将信号等幅同相的输
1 镜像抑制混频器的工作原理
位是相反［2］，而两个二极管也是以反向的方式连接 在一起，所以最终产生的中频信号的相位是相同的， 可以叠加输出。如果电路结构是完全平衡对称的， 那么就可实现本振端口和射频端口的完全隔离。
图 1 平衡混频器原理图 Fig. 1 The principle diagram of the balanced mixer
进行回收，既减小了变频损耗，也增大了端口隔离度。最终变频损耗小于 4. 2 dB，隔离度大于 30 dB，镜像抑制度基本都大于
20 dB，由仿真结果验证出该设计是可行的。
关键词 混频器 镜频抑制 变频损耗 隔离度 ADS
中图法分类号 TN773；
文献标志码 A
随着微波技术的不断发展，混频器其发展趋势 越来越小型化、高性能。其主要作用是将频率高、频 带宽的射频信号转换为频率较低中频信号，从而输 出出去，这样就降低了系统中射频信号的载波频率， 有利于后续的放大电路、滤波电路等各种电路的设 计。现在在各个领域中，抗干扰能力逐渐作为一个 通信系统是否良好的重要指标，而镜像抑制技术为 系统的抗干扰能力提供了技术支持，所以相对应的 镜像抑制混频器就成为了研究的热点之一，很多相 关设计的结果都很良好［1］。采用两对二极管对管， 在平衡混频器的基础上，主要研究如何利用开路线， 减小在射频和本振频率处产生的信号泄露量，最终 减小变频损耗，达到抑制镜频的目的。
张 晗 常树茂 赵 晶
（ 西安邮电大学，西安 710121）
摘 要 镜像抑制混频器能有效地减少镜像干扰，抑制镜像频率，被广泛的应用在微波产品中。主要设计了 S 波段镜像抑制
混频电路，首先阐述了平衡混频器、镜像抑制混频器的工作原理，然后利用 ADS 进行设计和仿真。该混频器的射频输入信号
3 600 MHz，本振输入信号为 3 800 MHz，中频输出信号为 200 MHz。为了减少射频和本振信号的泄露，利用 λ /4 开路线对信号
3 dB 定向耦合器其直通端口和耦合端口之间 的微带线为 λ /4，有 90°相位差，特征阻抗为 Z0 。输 入端口和直通端口之间，隔离端口和耦合端口之间 的长 度 也 都 是 λ /4，有 90° 相 位 差，特 征 阻 抗 为
Z0 / 槡2。当所有的端口都匹配时，输入的功率等分给 直通端口和耦合端口，隔离端口没有信号输出。利 用 HFSS 软件，并结合 ADS 软件对定向耦合器的设 计过 程［10］，对 其 进 行 仿 真，最 终 结 果 S （ 2，1 ） 为
根据平衡混频器的工作原理以及图 1 所示的混 频器结构图，最终仿真模型如图 4 所示。其中，射频 和本振端口通过 3 dB 分支耦合器［6］输入，利用 HFSS 软件对其进行设计仿真，将生成的 S2P 文件带入 ADS 的界面设计中。3 dB 耦合器的特点是具有较宽的频 带和良好的幅度、相位的平衡性。这两路信号通过匹 配电路，输入到二极管中，并输出混频后的中频信号。 在此设计的过程中，由于射频信号和本振信号会产生 泄露，就会增加变频损耗的值，所以在中频信号输出 后，要对射频和本振信号进行回收。利用 λ /4 的开路 线［7］，不仅可以实现射频信号和本振信号的回路，而 且主要是可以减小变频损耗，增加各个端口之间的隔 离度。最后，由于在之前的电路的输出频率中含有高 次谐波，所以要在最终的输出前加上滤波电路，滤除 其他的频率，输出最终需要的中频信号。为了避免高 次模，滤波器的设计频率不能太大。
第 15 卷 第 28 期 2015 年 10 月 1671—1815（ 2015） 28-0160-05
通信技术
科学技术与工程
Science Technology and Engineering
Vol. 15 No. 28 Oct. 2015 2015 Sci. Tech. Engrg.
S 波段超低变频损耗镜像抑制混频器
输入到混频器 2 的射频、本振、镜频信号为
vＲF（ t） = 1 VＲFcos（ ωＲFt － 90°） ； 槡2
vLO （ t） = 1 VLO cosωLO t； 槡2
vIm（ t） = 1 VImcos（ ωIM t － 90°） 。 槡2
从混频器 1 输出的中频、镜频信号为
vIF （ t） = 1 VＲF VLO cos［（ ωＲF － ωLO ） t］； 2 槡2
图 9 给出的是当射频输入为 3. 6 GHz 时，镜像 抑制混频器的变频损耗随本振功率的变化曲线，在 10 dBm 时，损耗是 4. 2 dB。图 10 给出的是当本振 功率为 10 d·Bm 时，镜像抑制混频器的变频损耗 随射频输入频率的变化曲线，在 3. 6 GHz 时，损耗是 4. 2 dB。图 11 表示的是各个端口之间的隔离度，射 频端口和本振端口的隔离度基本在 30 ～ 40 dB，射 频、本振端口和中频输出端口的隔离度基本在90 ～ 100 dB。图 12 给出的是镜像抑制混频器的镜像抑 制度仿真结果，该结果表明在显示的频率范围 3. 2 GHz 到 4. 2 GHz 内 的 镜 像 抑 制 度 基 本 都 大 于 20 dB，平均在 45 dB 左右，符合要求。
从混频器 2 输出的中频、镜频信号为
vIF（ t） = 1 VＲFVLO cos［（ ωＲF － ωLO ） t － 90°］； 2 槡2
vIM （ t） = 1 VIM VLO cos［（ ωLO － ωIM ） t + 90°］。 2 槡2
根据以上式子可以得出，中频在输出端是同相
叠加的，镜频在输出端是反相相消的，从而达到镜像
2. 6 中频移相网络 由于中频输出只有 200 MHz，因此就可以采用
集总参数网络实现移相，并考虑到两路信号的隔离 度对镜像抑制度的影响很大，因此在 90° 移相网络 后，采用集总参数的威尔金森功分器实现两路信号 的合成，这样可以提高端口间的隔离度，它们就共同 组成了中频输出的移相网络。中频移相网络的仿真 结果： 在中频输出 200 MHz 时，S（ 1，3） 和 S（ 1，3） 的 曲 线 基 本 保 持 一 致，说 明 两 路 平 衡，相 位 相 差 90. 154°。 2. 7 镜像抑制混频器