功率因数校正电路设计
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2.3.2
图2-6、2-7是滞环电流控制法实现BOOST型PFC电路的原理图和在半个工频周期内，功率开关管S的控制波形和电感电流波形的示意图。和峰值电流控制法不同的是，被控制量是电感电流的变化范围。输入电压信号和输出电压的反馈信号相乘，形成两个大小不同的与输入电压同频同相的电流控制参考信号，即：上限基准电流环信号和下限基准电流环信号。
在升压斩波电路中，只要输入电压不高于输出电压，电感L的电流就完全受开关S的通断控制；S通时， 增长，S断时， 下降，因此控制S的占空比按正弦绝对值规律变化，且与输入电压同相，就可以控制 波形为正弦绝对值，从而使输入电流的波形为正弦波，且与输入电压同相，输入功率因数为1。
图2-1典型的单相有源PFC电路
系主任（或责任教师）签名： 年 月 日
功率因数校正电路设计
摘要
以开关电源为代表的各种电力电子装置给工业生产和社会生活带来了极大便利，然而也带来了一些负面问题。通常开关电源的输入采用二极管组成的不可控容性整流电路，但是二极管整流电路不具有对输入电流的可控性，当电源电压高于电容电压时，二极管导通，电源电压低于电容电压时，二极管不导通，输入电流为0，这样就形成了电源电压峰值附近的电流脉冲。解决这一问题的方法就是对电流脉冲的幅度进行抑制，使电流波形尽量接近正弦波，这一技术成为功率因数校正技术，有无源功率因数校正和有源功率因数校正之分。
2.2
2.2.1
单相功率因数校正电路实际上是二极管整流电路加上升压型斩波电路构成的。典型单相有源PFC电路如图2-1所示，其主要原理波形如图2-2所示。
给定信号 和实际的直流电压 比较后送入PI调节器，得到指令信号 ， 和整流后正弦电压相乘得到输入电流的指令信号 ，该指令信号和实际电感电流信号比较后，通过滞环对开关器件进行控制，便可使输入直流电流跟踪指令值，这样交流侧电流波形将近似成为与交流电压同相的正弦波，跟踪误差在由滞环环宽所决定的范围内。
4、完成总电路设计和参数设计。
时间安排：
课程设计时间为两周，将其分为三个阶段。
第一阶段：复习有关知识，阅读课程设计指导书，搞懂原理，并准备收集设计资料，此阶段约占总时间的20%。
第二阶段：根据设计的技术指标要求选择方案，设计计算。
第三阶段：完成设计和文档整理，约占总时间的40%。
指导教师签名： 年 月 日
图2-2单相有源PFC电路主要原理波形
2.2.2
基于BOOST电路的有源功率因数的校正技术具有输入电流畸变率低的特点，若电路工作于电流连续模式，则开关器件的峰值电流较低。单级PFC变换器拓扑是将功率因数校正电路中的开关元件与后缀DC-DC变换器中的开关元件合并和复用的，将两部分电路合二为一。单级PFC变换器控制电路通常只有一个输出电压控制闭环，在小功率电源中很占优势，因此主要以单相变换器为主。由于升压电路的峰值电流较小，目前主要采用单开关升压型电路，DC-DC部分为单管正激或反激电路。一种基本的单开关升压型单级PFC变换电路如图2-3所示。
有源功率校正技术采用全控器件构成的开关电路对输入电流的波形进行控制，使之成为与电源电压同相的正弦波，总谐波含量可以降到5%以下，而功率因数能高达0.995，彻底解决整流电路的谐波污染和功率因素低的问题。缺点是电路复杂、成本高、效率会下降。按照电路的拓扑结构可将有源功率因数校正方法分为以下几类：降压式(BUCK)、升降压式、反激式（FLYBOOST）、升压式（BOOST）、。其中电路更为可靠，应用广泛，本课程设计主要针对单相BOOST型功率因数校正电路进行设计分析。
2.3
实现功率因数校正的工作方式从电感电流是否连续可分为CCM模式和DCM模式两种。本课程设计仅要求CCM模式，所以这里主要介绍CCM-BOOST型控制方法。CCM模式下工作的BOOST型PFC电路有三种工作方式：电流峰值控制法、平均电流控制法和滞环电流控制法，主要体现在控制系统结构上的区别。
2.3.1
本课程设计设计的是基于有源功率因数校正原理的单相BOOST功率因数校正电路，BOOST电路作为基本的DC/DC变换器，具有电感电流连续、储能电感也兼做滤波器、可抑制RFI和RMI噪声、电流波形失真小、输出功率大等优点。完成当输入为220V、50HZ交流电时，输出为400V直流电压，输出功率为250W的功率因数校正电路的设计。对整个校正电路的各元件参数进行设计，通过SPICE仿真验证，最终设计完成满足要求的功率因数校正电路的设计。
图2-6电流滞环式PFC电路原理图
滞环电流控制法对BOOST型PFC电路而言是一种较为简单的控制方式，由于控制中没有外加的调制信号，电流的反馈和调制集于一身，因而可以获得很宽的电流频带宽度，电流动态响应快，具有内在的电流限制能力等优点。它的主要缺点是：负载对开关频率影响很大，因此设计滤波器时，要按最低开关频率考虑；滞环宽度对开关频率和系统性能影响很大，需要合理选取；当输入电源电压近零时，两个基准信号的差值很小，由于比较器精度及延迟等因素，容易引起过零点电流死区问题，这一般需要对电路加以补偿来解决。
1.2
电流谐波总畸变率定义为：
功功率因数与电流谐波总畸变率的关系为：
所以有
即： 。可见， 越大，功率因数越低， 越小，功率因数越高，因此可以考虑通过减小 来提高功率因数。
2
2.1
功率因数校正技术，有无源功率因数校正和有源功率因数校正之分。
无源功率因数校正技术是通过在二极管电路中增加电感、电容等无源元件和二极管元件，对电路中的脉冲进行抑制，以降低谐波分量，提高功率因数。这种方法简单可靠但增加的无源元件一般体积较大，成本高，功率因数也只能校正到0.8左右，难以满足要求。
关键词：功率因数校正，BOOST电路，谐波
1.
1.1
功率因数PF是指交流输入有功功率P与输入视在功率S的比值，即：
式中，U为正弦电压有效值； 为畸变电流有效值； 为基波电流有效值和总电流有效值之比， ,称为基波因数； 称为位移因数或基波功率因数。可见，功率因数由基波电流相移和电流波形畸变这两个因数共同决定。 值小，则表示用电器设备的无功功率大，设备利用率低，导线、变压器损耗大； 值小，则表示输入电流谐波分量大，将造成输入电流波形畸变，对电网造成污染，严重的话，对三相四线制供电还会造成中线电位偏移，导致用电设备损坏。
图2-4峰值电流控制模式PFC电路原理图
图2-5峰值法控制时电感电流波形图
峰值电流控制法来实现BOOST型PFC电路时的最主要问题是：被控制量是电感电流的峰值，因此并不能保证电感电流(即输入电流)平均值和输入电压完全成正比，并且在一定条件下会有相当大的误差，以至无法满足 很小的要求。另外，峰值电流对噪声也很敏感。因此在PFC电路中，这种控制方法已经逐渐趋于淘汰。
课程设计任务书
学生姓名：专业班级：
指导教师：工作单位：
题 目:功率因数校正电路设计
初始条件：
输入交流电源：单相220V，频率50Hz。
要求完成的主要任务:（包括课程设计工作量及其技术要求，以及说明书撰写等具体要求）
1、基于CCM-BOOST方式实现功率因数校正。
2、输出直流电压：400V。
3、输出功率250W。
图2-7滞环控制时电感电流波形图
2.3.3
平均电流控制模式PFC电路原理图2-8所示，平均电流控制在功率因数校正中应用最为广泛，其输入电感电流波形如图2-9所示。它把输入整流电压和输出电压误差放大信号的乘积作为基准电流，并且电流环调节输入电流平均值，使其与输入整流电压同相位，并接近正弦波形。输入电流被直接检测，与基准电流比较后，其高频分量的变化，通过电流误差放大器被平均化处理。放大后的平均电流误差与锯齿波斜坡比较后，给开关管驱动信号，并决定了其应有的占空比，于是电流误差被迅速而精确地校正。
3.1.2
UC3854管脚图如图3-1所示。
图3-1 UC3854管脚图
1)Gnd：信号地，参考基准电压。实际应用中，Vcc与REF和该段之间接旁路电容，由于该段还与振荡器定时电容相连构成放电回路，因此该端与定时电容间引线尽量短。
2)PKLMT：峰值电流限幅信号输入端。为电源限幅比较器的反相输入端，通过电阻分压器与电流检测电阻相连，阀值电压为0，电阻分压器位于该端与9脚之间的电阻相当于补偿电阻，能够使负的电流检测信号的升至地电平。
电感电流的检测信号需要和两个基准电流环信号相比较来产生对功率开关管的控制信号，其控制步骤为：
1功率管s导通，电感充电时，电感电流的检测信号和上限基准电流环信号相比较，当电感电流上升到上限基准信号值时，触发逻辑控制部分使功率管S关断，电感开始放电；
2电感电流下降到下限基准信号值时，触发逻辑控制部分使功率管S导通，电感L重新充电。这种控制模式下，功率管的导通时间是恒定的，而关断时间是变化的，因此功率管的开关周期是变化的。图2-7中实线为电感电流 ， 为上限电流基准， 为下限电流基准。电流滞环的宽带度决定了电流纹波的大小，它可以是固定值，也可以与瞬时平均电流成比例。
无源功率因数校正技术是通过在二极管电路中增加电感、电容等无源元件和二极管元件，对电路中的脉冲进行抑制，以降低谐波分量，提高功率因数。这种方法简单可靠但增加的无源元件一般体积较大，成本高，功率因数也只能校正到0.8左右，难以满足要求。
有源功率校正技术采用全控器件构成的开关电路对输入电流的波形进行控制，使之成为与电源电压同相的正弦波，总谐波含量可以降到5%以下，而功率因数能高达0.995，彻底解决整流电路的谐波污染和功率因素低的问题。
图2-3典型的BOOST型单级PFC AC-DC变换器
其基本原理为开关在一个周期内按一定的占空比导通，开关导通时，输入电源给通过开关给升压电路中的电感L1储能，同时中间直流电容C1通过开关给反激变压器储能，在开关关断期间，输入电源与L1一起给C1充电，反激变压器同时向二次侧路释放能量。开关的占空比由输出电压调节器决定。在输入电压及负载一定的情况下，中间直流侧电容电压在工作过程中基本保持不变，开关的占空比也基本不变。输入功率中的100HZ波动由中间直流电容进行平滑滤波。单级PFC变换器减少了主电路开关的数量，但元件的额定值都比较高，所以单级PFC变换器仅在小功率时整个装置的成本和体积才占优势，对于大功率场合，两级PFC变换器比较合适。单级PFC变换器的输入电流畸变率明显高于两级PFC变换器，特别是仅采用输出电压控制闭环的BOOST型变换器。
3
3.1
3.1.1
UC3854是一种高功率因数校正器集成控制电路芯片。它可以控制AC-DC BOOST PWM变换器的输入端功率因数接近于1，限制 小于3%，可采用平均电流控制法，其电流放大器的频带可达5MHZ。UC3854组成部分有电压放大器VA、电流放大器CA、固定频率脉宽调制器PWM、模拟乘除法器M、功率MOS管的门及驱动器、7.5V基准电压、过电流比较器、低电源检测器、负载变化比较器以及输入电压前馈、软启动等。它可为提供有源功率因数校正，还按正弦的电网电压来钳制非正弦电流变化，利用供电电流减小电网电流失真。
图2-8平均电流控制PFC电路原理图
图2-9平均电流法控制时电感电流波形图
平均电流控制的特点是被控制量是输入电流的平均值，因此 和EMI都很小：对噪声不敏感；电感电流的峰值与平均值之间误差很小；原则上可以检测任意拓扑、任意支路的电流；可以工作在CCM或DCM模式；并且开关频率是固定的，适用于大功率场合。因此，平均电流控制法是目前PFC中应用最多的一种控制方法。
峰值电流控制模式PFC电路原理图如图2-4所示。其中功率管的开关周期恒定不变为T。输入电压信号和输出电压的反馈信号相乘，形成一个与输入电压同频同相的电流控制参考信号(基准电流环信号)。功率管S导通，电感L充电时，电感电流的检测信号和基准电流环信号相比较，当电感电流上升到基准信号值时，触发逻辑控制部分使功率管s关断，电感开始放电，当一个开关周期T结束时，功率管重新导通。图2-5是在半个工频周期内，功率开关管的控制波形 和电感电流波形 的示意图。当电感电流的峰值按工频变化，从零变化到最大值时，控制波形的占空比逐近由大到小。即半个工频周期内，占空比有时大于0.5，有时小于0.5。当占空比大于0.5时，外部的微扰可以被放大，导致系统电流不收敛，此时可能会产生次谐波振荡。为了防止这种情况的出现，电路中须增加一个斜率补偿函数或斜坡补偿，以便占空比在大范围内变化时，电路能稳定工作。
图2-6、2-7是滞环电流控制法实现BOOST型PFC电路的原理图和在半个工频周期内，功率开关管S的控制波形和电感电流波形的示意图。和峰值电流控制法不同的是，被控制量是电感电流的变化范围。输入电压信号和输出电压的反馈信号相乘，形成两个大小不同的与输入电压同频同相的电流控制参考信号，即：上限基准电流环信号和下限基准电流环信号。
在升压斩波电路中，只要输入电压不高于输出电压，电感L的电流就完全受开关S的通断控制；S通时， 增长，S断时， 下降，因此控制S的占空比按正弦绝对值规律变化，且与输入电压同相，就可以控制 波形为正弦绝对值，从而使输入电流的波形为正弦波，且与输入电压同相，输入功率因数为1。
图2-1典型的单相有源PFC电路
系主任（或责任教师）签名： 年 月 日
功率因数校正电路设计
摘要
以开关电源为代表的各种电力电子装置给工业生产和社会生活带来了极大便利，然而也带来了一些负面问题。通常开关电源的输入采用二极管组成的不可控容性整流电路，但是二极管整流电路不具有对输入电流的可控性，当电源电压高于电容电压时，二极管导通，电源电压低于电容电压时，二极管不导通，输入电流为0，这样就形成了电源电压峰值附近的电流脉冲。解决这一问题的方法就是对电流脉冲的幅度进行抑制，使电流波形尽量接近正弦波，这一技术成为功率因数校正技术，有无源功率因数校正和有源功率因数校正之分。
2.2
2.2.1
单相功率因数校正电路实际上是二极管整流电路加上升压型斩波电路构成的。典型单相有源PFC电路如图2-1所示，其主要原理波形如图2-2所示。
给定信号 和实际的直流电压 比较后送入PI调节器，得到指令信号 ， 和整流后正弦电压相乘得到输入电流的指令信号 ，该指令信号和实际电感电流信号比较后，通过滞环对开关器件进行控制，便可使输入直流电流跟踪指令值，这样交流侧电流波形将近似成为与交流电压同相的正弦波，跟踪误差在由滞环环宽所决定的范围内。
4、完成总电路设计和参数设计。
时间安排：
课程设计时间为两周，将其分为三个阶段。
第一阶段：复习有关知识，阅读课程设计指导书，搞懂原理，并准备收集设计资料，此阶段约占总时间的20%。
第二阶段：根据设计的技术指标要求选择方案，设计计算。
第三阶段：完成设计和文档整理，约占总时间的40%。
指导教师签名： 年 月 日
图2-2单相有源PFC电路主要原理波形
2.2.2
基于BOOST电路的有源功率因数的校正技术具有输入电流畸变率低的特点，若电路工作于电流连续模式，则开关器件的峰值电流较低。单级PFC变换器拓扑是将功率因数校正电路中的开关元件与后缀DC-DC变换器中的开关元件合并和复用的，将两部分电路合二为一。单级PFC变换器控制电路通常只有一个输出电压控制闭环，在小功率电源中很占优势，因此主要以单相变换器为主。由于升压电路的峰值电流较小，目前主要采用单开关升压型电路，DC-DC部分为单管正激或反激电路。一种基本的单开关升压型单级PFC变换电路如图2-3所示。
有源功率校正技术采用全控器件构成的开关电路对输入电流的波形进行控制，使之成为与电源电压同相的正弦波，总谐波含量可以降到5%以下，而功率因数能高达0.995，彻底解决整流电路的谐波污染和功率因素低的问题。缺点是电路复杂、成本高、效率会下降。按照电路的拓扑结构可将有源功率因数校正方法分为以下几类：降压式(BUCK)、升降压式、反激式（FLYBOOST）、升压式（BOOST）、。其中电路更为可靠，应用广泛，本课程设计主要针对单相BOOST型功率因数校正电路进行设计分析。
2.3
实现功率因数校正的工作方式从电感电流是否连续可分为CCM模式和DCM模式两种。本课程设计仅要求CCM模式，所以这里主要介绍CCM-BOOST型控制方法。CCM模式下工作的BOOST型PFC电路有三种工作方式：电流峰值控制法、平均电流控制法和滞环电流控制法，主要体现在控制系统结构上的区别。
2.3.1
本课程设计设计的是基于有源功率因数校正原理的单相BOOST功率因数校正电路，BOOST电路作为基本的DC/DC变换器，具有电感电流连续、储能电感也兼做滤波器、可抑制RFI和RMI噪声、电流波形失真小、输出功率大等优点。完成当输入为220V、50HZ交流电时，输出为400V直流电压，输出功率为250W的功率因数校正电路的设计。对整个校正电路的各元件参数进行设计，通过SPICE仿真验证，最终设计完成满足要求的功率因数校正电路的设计。
图2-6电流滞环式PFC电路原理图
滞环电流控制法对BOOST型PFC电路而言是一种较为简单的控制方式，由于控制中没有外加的调制信号，电流的反馈和调制集于一身，因而可以获得很宽的电流频带宽度，电流动态响应快，具有内在的电流限制能力等优点。它的主要缺点是：负载对开关频率影响很大，因此设计滤波器时，要按最低开关频率考虑；滞环宽度对开关频率和系统性能影响很大，需要合理选取；当输入电源电压近零时，两个基准信号的差值很小，由于比较器精度及延迟等因素，容易引起过零点电流死区问题，这一般需要对电路加以补偿来解决。
1.2
电流谐波总畸变率定义为：
功功率因数与电流谐波总畸变率的关系为：
所以有
即： 。可见， 越大，功率因数越低， 越小，功率因数越高，因此可以考虑通过减小 来提高功率因数。
2
2.1
功率因数校正技术，有无源功率因数校正和有源功率因数校正之分。
无源功率因数校正技术是通过在二极管电路中增加电感、电容等无源元件和二极管元件，对电路中的脉冲进行抑制，以降低谐波分量，提高功率因数。这种方法简单可靠但增加的无源元件一般体积较大，成本高，功率因数也只能校正到0.8左右，难以满足要求。
关键词：功率因数校正，BOOST电路，谐波
1.
1.1
功率因数PF是指交流输入有功功率P与输入视在功率S的比值，即：
式中，U为正弦电压有效值； 为畸变电流有效值； 为基波电流有效值和总电流有效值之比， ,称为基波因数； 称为位移因数或基波功率因数。可见，功率因数由基波电流相移和电流波形畸变这两个因数共同决定。 值小，则表示用电器设备的无功功率大，设备利用率低，导线、变压器损耗大； 值小，则表示输入电流谐波分量大，将造成输入电流波形畸变，对电网造成污染，严重的话，对三相四线制供电还会造成中线电位偏移，导致用电设备损坏。
图2-4峰值电流控制模式PFC电路原理图
图2-5峰值法控制时电感电流波形图
峰值电流控制法来实现BOOST型PFC电路时的最主要问题是：被控制量是电感电流的峰值，因此并不能保证电感电流(即输入电流)平均值和输入电压完全成正比，并且在一定条件下会有相当大的误差，以至无法满足 很小的要求。另外，峰值电流对噪声也很敏感。因此在PFC电路中，这种控制方法已经逐渐趋于淘汰。
课程设计任务书
学生姓名：专业班级：
指导教师：工作单位：
题 目:功率因数校正电路设计
初始条件：
输入交流电源：单相220V，频率50Hz。
要求完成的主要任务:（包括课程设计工作量及其技术要求，以及说明书撰写等具体要求）
1、基于CCM-BOOST方式实现功率因数校正。
2、输出直流电压：400V。
3、输出功率250W。
图2-7滞环控制时电感电流波形图
2.3.3
平均电流控制模式PFC电路原理图2-8所示，平均电流控制在功率因数校正中应用最为广泛，其输入电感电流波形如图2-9所示。它把输入整流电压和输出电压误差放大信号的乘积作为基准电流，并且电流环调节输入电流平均值，使其与输入整流电压同相位，并接近正弦波形。输入电流被直接检测，与基准电流比较后，其高频分量的变化，通过电流误差放大器被平均化处理。放大后的平均电流误差与锯齿波斜坡比较后，给开关管驱动信号，并决定了其应有的占空比，于是电流误差被迅速而精确地校正。
3.1.2
UC3854管脚图如图3-1所示。
图3-1 UC3854管脚图
1)Gnd：信号地，参考基准电压。实际应用中，Vcc与REF和该段之间接旁路电容，由于该段还与振荡器定时电容相连构成放电回路，因此该端与定时电容间引线尽量短。
2)PKLMT：峰值电流限幅信号输入端。为电源限幅比较器的反相输入端，通过电阻分压器与电流检测电阻相连，阀值电压为0，电阻分压器位于该端与9脚之间的电阻相当于补偿电阻，能够使负的电流检测信号的升至地电平。
电感电流的检测信号需要和两个基准电流环信号相比较来产生对功率开关管的控制信号，其控制步骤为：
1功率管s导通，电感充电时，电感电流的检测信号和上限基准电流环信号相比较，当电感电流上升到上限基准信号值时，触发逻辑控制部分使功率管S关断，电感开始放电；
2电感电流下降到下限基准信号值时，触发逻辑控制部分使功率管S导通，电感L重新充电。这种控制模式下，功率管的导通时间是恒定的，而关断时间是变化的，因此功率管的开关周期是变化的。图2-7中实线为电感电流 ， 为上限电流基准， 为下限电流基准。电流滞环的宽带度决定了电流纹波的大小，它可以是固定值，也可以与瞬时平均电流成比例。
无源功率因数校正技术是通过在二极管电路中增加电感、电容等无源元件和二极管元件，对电路中的脉冲进行抑制，以降低谐波分量，提高功率因数。这种方法简单可靠但增加的无源元件一般体积较大，成本高，功率因数也只能校正到0.8左右，难以满足要求。
有源功率校正技术采用全控器件构成的开关电路对输入电流的波形进行控制，使之成为与电源电压同相的正弦波，总谐波含量可以降到5%以下，而功率因数能高达0.995，彻底解决整流电路的谐波污染和功率因素低的问题。
图2-3典型的BOOST型单级PFC AC-DC变换器
其基本原理为开关在一个周期内按一定的占空比导通，开关导通时，输入电源给通过开关给升压电路中的电感L1储能，同时中间直流电容C1通过开关给反激变压器储能，在开关关断期间，输入电源与L1一起给C1充电，反激变压器同时向二次侧路释放能量。开关的占空比由输出电压调节器决定。在输入电压及负载一定的情况下，中间直流侧电容电压在工作过程中基本保持不变，开关的占空比也基本不变。输入功率中的100HZ波动由中间直流电容进行平滑滤波。单级PFC变换器减少了主电路开关的数量，但元件的额定值都比较高，所以单级PFC变换器仅在小功率时整个装置的成本和体积才占优势，对于大功率场合，两级PFC变换器比较合适。单级PFC变换器的输入电流畸变率明显高于两级PFC变换器，特别是仅采用输出电压控制闭环的BOOST型变换器。
3
3.1
3.1.1
UC3854是一种高功率因数校正器集成控制电路芯片。它可以控制AC-DC BOOST PWM变换器的输入端功率因数接近于1，限制 小于3%，可采用平均电流控制法，其电流放大器的频带可达5MHZ。UC3854组成部分有电压放大器VA、电流放大器CA、固定频率脉宽调制器PWM、模拟乘除法器M、功率MOS管的门及驱动器、7.5V基准电压、过电流比较器、低电源检测器、负载变化比较器以及输入电压前馈、软启动等。它可为提供有源功率因数校正，还按正弦的电网电压来钳制非正弦电流变化，利用供电电流减小电网电流失真。
图2-8平均电流控制PFC电路原理图
图2-9平均电流法控制时电感电流波形图
平均电流控制的特点是被控制量是输入电流的平均值，因此 和EMI都很小：对噪声不敏感；电感电流的峰值与平均值之间误差很小；原则上可以检测任意拓扑、任意支路的电流；可以工作在CCM或DCM模式；并且开关频率是固定的，适用于大功率场合。因此，平均电流控制法是目前PFC中应用最多的一种控制方法。
峰值电流控制模式PFC电路原理图如图2-4所示。其中功率管的开关周期恒定不变为T。输入电压信号和输出电压的反馈信号相乘，形成一个与输入电压同频同相的电流控制参考信号(基准电流环信号)。功率管S导通，电感L充电时，电感电流的检测信号和基准电流环信号相比较，当电感电流上升到基准信号值时，触发逻辑控制部分使功率管s关断，电感开始放电，当一个开关周期T结束时，功率管重新导通。图2-5是在半个工频周期内，功率开关管的控制波形 和电感电流波形 的示意图。当电感电流的峰值按工频变化，从零变化到最大值时，控制波形的占空比逐近由大到小。即半个工频周期内，占空比有时大于0.5，有时小于0.5。当占空比大于0.5时，外部的微扰可以被放大，导致系统电流不收敛，此时可能会产生次谐波振荡。为了防止这种情况的出现，电路中须增加一个斜率补偿函数或斜坡补偿，以便占空比在大范围内变化时，电路能稳定工作。