半桥同步整流设计报告

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半桥倍流同步整流电源的设计

摘要：现如今，微处理器要求更低的供电电压，以降低功耗，这就要求供电系

统能提供更大的输出电流，低压大电流技术越发引起人们的广泛关注。本电源系统以对称半桥为主要拓扑，结合倍流整流和同步整流的结构，并且使用MSP430单片机控制和采样显示，实现了5V，15A大电流的供电系统。效率较高，输出纹波小。

关键词：对称半桥，倍流整流，同步整流，SG3525

一、方案论证与比较

1 电源变换拓扑方案论证

方案一：（如下图）此电路为传统的半桥拓扑。由于MOS管只承受一倍电源电压，而不像单端类的承受两倍电源电压，且较之全桥拓扑少了两个昂贵的MOS 管，因此得到很大的应用。但在低压大电流的设计中，输出整流管的损耗无疑会大大降低效率，而且电感的设计也会变得困难，因此不适合大电流的设计。

方案二：传统半桥+同步整流。将上图半桥的输出整流管改为低导通内阻的MOSFET。如此可大大减小输出整流的损耗，提高效率。比较适合大电流的整流方案，但变压器的绕制和电感的设计较麻烦。

方案三：（如下图）半桥倍流同步整流。倍流整流很早就被人提出，它的特点是变压器输出没有中心抽头，这就大大简化了变压器的设计，并且提高了变压器的利用率。而流过变压器和输出电感的电流仅有输出电流的一半，这使得变压

器和电感的制作变得简单。并且由波形分析可以知道，输出电流的纹波是互相抵消的。该电路的不足是电路时序有要求，控制稍显复杂。由上分析我们选择方案三。

2 控制方案选择

方案一：由于控制芯片SG3525输出两路互补对称的PWM信号，则可将控制信号做如下设置（如下图）。

将驱动Q1的信号与Q4同步起来，Q2和Q3的信号同步，则可以实现倍流同步整流的时序同步，方案简单易行，但由于SG3525在输出较小占空比时有较大的死区，则输出MOSFET的续流二极管会产生较大的损耗。

方案二：将SG3525的驱动信号反向后送入输出整流MOS管，如此可以极大的减少低占空比时的损耗，且仅需一对反向驱动，故选用方案二。

二、电路设计与参数计算

1 总体方案设计

电路整体采用半桥结构，电压型控制器件SG3525产生PWM控制信号，频率为30KHz，分别经过半桥驱动IR2110和双反向驱动MAX626，分别驱动开关管和输出整流MOS管。功率变换产生的电压波形经倍流整流输出。电流采样使用高端电阻采样，为0.005欧。电流信号转化为电压信号，经放大、比较，送至单片机和控制芯片。单片机LCD显示输出电压、电流并且可以通过按键调节电压和电流过流点。下图为总体的系统框图。

2 电源主电路设计

根据指标，系统输入电压为25~30V，输出电压为5V，输出电流为15A，输出电流过流点为18A(+-1A)。输出整流管我们选择了IRF3025。其耐压值为55V，额定电流为110A，导通内阻为8m欧。非常适合用作同步整流的低压大电流结

构。控制芯片我们选用SG3525，这是一款非常实用的电压型控制器件。它自带了高精度的5.1V基准，工作电压宽，具备软启动和输入高电平关断，其输出采用图腾柱输出，拉灌电流达200mA。驱动芯片采用IR2110和MAX626。IR2110为专用的半桥驱动芯片，其输出\入电流达2A，延时短。MAX626输出峰值电流达2A，开关延时仅20ns。反馈控制使用光耦PC817+TL431精密基准，适应性强。

1.1主变压器的设计

绝大多数磁性元件都是自行设计的，变压器作为功率变换的主体，其设计的好坏直接影响到系统的质量。根据要求，输入电压为25~30V，输出电压为5V，输出电流为15A。效率> 80%。

则输出功率Pout=75W，Pin=93.75W 我们选用EC40的磁芯，其高宽比较大，且便于绕制。

平均输入电流Iin=Pin/Vin=3.8A，输入峰值电流Ipk=2.8Pout/Vin(min)=8.4A 由：

V=NAe(dB/dt)

Np/Ns=Vp/Vs=(Vin/2)/(V out/D)

得：匝比N=Np/Ns=5：6；Dmax=0.3；

再考虑大电流下的铜损和铁损，变压器原边取5匝，副边取6匝，辅助绕组取7匝。原边采用线径0.47的铜线4线并绕，副边采用9线并绕。

1.2 输出滤波器设计及计算

由于采用倍流同步整流，输出滤波器的平均电流只有输出电流的一半。

由：

V=L(di/dt)

可知电感L=Et/r*Io, 其中Et为电感的伏秒数，r为输出电流的纹波比，Io 为电感平均电流。

为了达到纹波峰峰值小于10mV，我们取L=400uH，可以满足要求。

输出电容与电感一起，对于负载的能量传送和谐波抑制有十分重要的作用。输出电容我们采用大容量电解电容加高频特性好的薄膜电容。

根据C=Iout(max)*D/f*Vpp

其中f=30KHz，Vpp=10mV，Iout=15A

电解电容使用一个3300uF和两个1000uF的电容并联，薄膜电容使用两个

0.01uF的并联。

1.3 反馈电路的计算

反馈电路我们选用光耦PC817和精密基准TL431。由于输出电压为5伏，并且TL431的基准脚需要2uA的电流，所以分压电阻都选为10k。PC871的电流传输比CTR约为0.8~1.6，即：Ic/If=CTR

为了满足光耦和TL431的工作条件，取工作电流为3mA,与光耦串联的电阻R=(5-1.2-2.5)/3mA=430欧，取470欧。则在满足增益的条件下，光耦输出上拉电阻取为2k。为了让反馈稳定工作，需要加补偿网络，我们选用II型补偿。

由控制理论可知，电源闭环反馈的相位裕度需>=45度。由于输出滤波器是一个二阶低通滤波器，会产生180度的最大相移，而TL431反馈也会产生相移，经计算并实际测试，补偿网络的取值如下：