开关电容的PWM DC - DC转换及其变化状况(译文)

开关电容的PWM DC - DC转换及其变化状况摘要：本文提出了一种新型开关电容脉宽调制（PWM）转换器。

该转换器是一个开关电容和PWM转换器组合。

它具有以下优点：1)所有的MOSFET都是零电压开关；2)自耦变压器自驱动的方法，不必调整同步整流器控制时序，因此大量减少了二极管传导损耗；3)对漏电感不敏感，因此可以使用独立的变压器，它同时适用于电压调节模块（VRM）和虚拟咨询台（VRD）；4)单相选择会更加灵活。

在相位控制策略的整个负载范围内，它可以达到更高的效率。

构建一个700千赫l.2-V/35-A油料原型和一个四相700千赫l.2-V/130-A VRM原型是来验证分析。

索引词：负载点（POL）转换器，自驱动脉冲宽度调制解调器（PWM），开关电容转换器，零电压开关电容（ZVS）。

I.引言计算机和电子通讯的新一代设备，它采用了开放式结构，模块化信号和数据的处理方法，因此有必要使用分布式电源系统。

对互联网广告的使用需要配有先进的，高质量的基础设施和可靠的“电网”，从而自然而然采用分布式发电，配电，和调控。

电力处理系统的未来发展，把几乎所有的电力负荷接到有能源来源的电力电子设备。

先进的功率处理系统预计将达到完全可控，完全可重构，自治和可定制的平台，可应用在，诸如电信，计算机，互联网基础设施，汽车应用，航空航天的电力能源供应。

这些先进的系统将被要求提供按需提供能源，并按任何速率和任何需要的形式下载。

为了支持技术的发展趋势，行业在每个电路板的定制，小型化功率负载点（POL）转换器上尝试收集功能更多和更先进的耗电的处理器。

随着迅速增长计算机和电信应用，POL的DC - DC模块是变得越来越小。

对于一些规模DC - DC模块，输出电压低于1V，输出电流要高得多。

高功率密度和高效率是DC - DC模块制造商的主要目标。

高开关频率也增加控制带宽，因为同一瞬态要求，以至于需要更少的输出电容器。

然而，在同步整流（SR）下，传统的多相降压控制器在高频率下有几个严重的问题：高开关损耗，高驱动损耗，高体二极管损耗。

一个自我驱动的零电压开关（ZVS）非隔离式全桥的DC - DC转换器，如图1所示。

它的运作正如两相转换器，并使用交错控制。

与传统的两相降压转换器对比，自驱动非隔离（ZVS）全桥直流直流转换器具有以下优点：1)所有MOSFET的ZVS；2)消除SR驱动器节省成本；3)无需调整SR控制时间，因此，减少体二极管传导损耗；4)显着减少关断损耗和反向恢复体二极管造成的损失延长工作周期；图2显示了两种损失之间的细分比较，两相降压转换器和一个非隔离全桥变换器根据l.2-V/70-A输出和1MHz的开关频率。

可以分析出产生的损失值。

非隔离式全桥转换效率更高。

然而，这种拓扑结构也有一些缺点。

它必须在同一时间操作两相，即使在光负载条件。

相较于传统的降压转换器，其中，运作相数可以减少到1负载两相操作，一直下降到没有负载，导致降低轻载效率。

此外，变压器对漏感操作灵敏度使它一直被使用在VR中，其中需要离散磁场。

此外，复杂的结构总是需要六台设备和两台驱动器，无论功率等级DC-DC转换器。

这反映了它的另一个独特的僵化缺点，尤其是低功耗应用。

为了克服这些问题，本文提出一种新型单相开关PWM变换器和电容及它的变化。

本文分析了它的工作原理，自我驱动的方法及优化设计。

建立单相700kHz1.2-V/35-A输出油料原型和四相700kHz1.2-V/130-A输出VRM的原型来验证理论。

实验结果表明，该拓扑是非常有前途的新型高频率的POL应用。

Ⅱ.对转换器小漏电感分析为了创建一个单相转换器，非隔离全桥转换器可分为两个对称的部分。

推导步骤是：1）改变变压器的极性; 2）在C点添加电容以及3）降低转换器的中点，获得两个单相变流器，使每转换器可以独立运作。

推导过程如图3。

图4显示了新的单相转换器的主电路，关键波形，并进一步简化等效电路。

假定变压器漏感可以忽略不计。

在分析之前，做出如下假设：1）所有开关是理想的; 2）所有电容器和电感器是理想的；3）输出电容C0大到足以被视为作为一个电压源。

该电路的工作原理为如下：1)阶段1[t0，t1] [图4（c）]：Q1和S1打开。

该输出电压V0反映到原边，并在系列与V C，然后平行V in,其作为一个开关电容转换器，具有良好的动态性能。

2)第2阶段[t1，t2] [图4（d）]：关闭Q1和S1，开启Q2。

前者是跨复位，输出电压是受制于Q2的占空比，此时转换器作为一个PWM转换器。

从分析可以看出，新的转换器是由一个开关电容转换器和PWM转换器组合而成的。

该开关PWM变换器的电容器，不仅保留了原来的转换器的优点，而且从开关电容转换器中取得了较好的动态性能优势。

开关电容PWM变换器是一种单相转换器。

新的拓扑结构比非隔离式全桥变换器更灵活。

根据不同的应用，优化阶段可以等同于满足效率和成本。

每一相都是独立的。

为了实现在整个负载范围内的高效率，采用逐步脱落控制策略，从而使转换器能够以最佳效率的工作，根据不同的负载条件。

此外，非线性控制可以被用来在暂态时增加动态性能绩效。

III. 分析转换器中不可忽略漏感在实际电路中，变压器的应用就意味着引入漏电感。

如果漏电感小，其工作原理是提前给予。

如果漏感很大而不能忽视，漏感会与各开关的输出电容产生共鸣，从而使交换机可以实现零电压开关。

本节详细介绍了有漏感的开关电容PWM 转换器的工作原理。

图 5显示了关键的漏电感和主电路波形。

其工作原理如下：1)阶段1[t 0，t 1] [图 6（a ）]：Q 1和S 1导电，V 0与磁化电感L 1成反比，因此，i L 呈线性降低。

变压器漏感L r 与阻隔电容器C b 产生共鸣。

一部分输入能量储存在C b ，而其余的输入能量供给负载。

)(sin )()(cos )()(i 01100010t t Z t V nV V t t t I t r r C in r L L b r r ---+-=ωω (1a))](cos 1)][([)(sin )()()(01001010t t t V nV V t t t I Z t V t v r C o in r Lr r C C b b b ----+-+=ωω (1b)其中，b r r C L 11=ω,br C L r Z =1,n 是初级到次级绕组匝数比，I Lr (t0) 和 V Cb (t0)分别是在t 0点L r 的电流，C b 的电压。

在t 1，Q 1和S 1是关闭的。

该Q 1的关断电流是L r -C b 谐振网络决定的。

对于一个给定的变压器，L r 是固定的。

谐振网络可以很好地通过选择一个合适的C b ，从而Q 1实现零电流关断。

因此，它对L r 的效率不敏感。

这是转换器的一个重要优势。

可以使用流行的离散变压器，以同时适用于VRM 和VRD 。

2)第2阶段[t 1，t 2] [图6（b ）]：在t 1时刻，Q 1和S 1是关闭的。

I s1是通过S 1的体内流二极管D S1的，i L 呈线性关系持续减少。

I Lr .给C Q1充电和C Q2放电，因此()1221121sin )()(cos )()(t t Z t V nV V t t t I t i r r C o in r L L b r r ---+-=ωω (2a)()()]cos 1[)(121t t w nV V t v r o in Q ---= (2b))](cos 1[)(1202t t nV V t v r in Q ---=ω (2c) 其中，）（2121Q Q r r C C L +=ω , ）（211Z Q Q r r C C L += 3)第三阶段[t 2，t 3] [图6（c ）]：在t 2时刻，V Q2下降为零，Q 2可以打开。

D s1持续通电。

对 L r 和C b 谐震，i Lr 大幅降低到零（3a ）（3b ） 4)第四阶段[t 3，t 4] [图6（d ）]：在t 3时刻，i Lr 达到I L (t 3)/(n +1) ,D s1自然关闭。

储 存在C b 和L 1的能量供给负载，并控制输出电压，变压器复位()3333333sin )(V )(cos )()(t t Z V t t t t I t i r r oC r L L b r r --+-=ωω （4a ）)](cos 1)][([)(sin )()()(21021212t t t V nV t t t I Z t V t v r C o r Lr r C C bb b ----+-+=ωω()2212212sin )()(cos )()(t t Z t V nV t t t I t i r r C o r L L b r r ---+-=ωω)](cos 1][)([)(sin )()()(33333333t t V t V t t t I Z t V t v r o C r Lr r C C b b b ---+-+=ωω （4b ）其中，()121L n L L r eq ++=，b eq r C L w 13= ，b eq r C L Z =3 。

5)第5阶段 [t 4，t 5] [图6（e ）]：在t 4时刻，Q 2是关闭的。

I Lr 给C Q2 充电同时，C Q1放电.6)第6阶段[t 5，t 6] [图6（f ）] V Q1在t 5下降到零，Q 1关断下降到ZVS 。

L r 和C b 共鸣，开始下一个开关周期。

根据操作原理分析，如果操作参数被忽略，电压转换率可导出1n D V V in o += (5) 其中D 是Q 2的占空比。

IV.驱动方法A.Q 1和Q 2的驱动方法如前所述，对顶部的开关Q 1和中间开关Q 2的门驱动没有严格的要求。

因此驱动设备的最经济有效的方法是使用驱动变压器。

在低电压应用中，实用的门极门驱动集成电路可以用于精简电路。

Q 1和Q 2作为补充控制。

如图3所示，点B 不能连接到地面，它是可根据切换模式变化的，所以传统的升压陷阱门驱动程序不能直接使用。

图7显示Q 1和Q 2的驱动原理图。

一个门驱动IC 是用来驱动两个场效应管。

B 点被视为驱动IC 的地面上，并不依赖开关模式。

两个升压计划陷阱用来获取电源开关PWM 输入信号和供应能量给驱动IC 。

在C d1和C d2也可以被利用作为栅极驱动器的电压源。

B.S1的驱动方法一个自驱动器的主要好处是，当驱动电路简化时，二极管SR 导通损耗最小化，以及部分驱动能量可循环使用，形成了低成本，高效率的解决方案。

因此，建议使用拓扑结构的自驱动。

从图2损失故障可以看出，SR 驱动损耗是一个大问题。

SR 的驱动损耗可以由下式计算P drive_loss =Q g ⨯V drive ⨯f s (6)其中Q g 与V drive 成正比，f s 是开关频率。