有源钳位电路

Active Reset / Imag<0: t4<t<t5
从t4时刻开始,变压器被QC复位到钳位/复位(clamp/reset)电压,Vcr.磁 化电流在这个阶段从0开始,被钳位电路驱动到负值,贮存能量在励磁电 感中.这将被用来在以后的阶段实现ZVS. 原边电流开始上升,按照Vcr/Lm的斜率.然而,注意这个线性近似在大多 数瞬间是不合理的(is not valid for more that the first instant of time).这个斜率决不是线性的,除非有一个大的励磁电感和一个大的 钳位电容被使用. 当能量从钳位电容向励磁电感传递时,电容电压将下降.注意这两个器件 已形成一个L/C谐振.进一步分析之.以下是特征阻抗Zr及频率wr计算方 程: Zr=(Lmag/Creset)1/2; wr=1/(Lmag*Creset)1/2 (wr in radians),转换 成频率:fres=wr/(2*3.14159), or wr/6.28 整个的谐振周期为:Tres(period)=1/fres;有源复位持续时间是特定的 占空比和频率的作用结果.它不被PWM控制,而是输出电压调整的结果.关 于这个问题本文另有提及. 真正令人感兴趣的是钳位电压随着工作条件及其变化而变化.例如,任意 地让主管开通更时间将导致更高的磁化电流(或能量).在主管关断和复 位管开通时间内,励磁电感放电到钳位电容,导致它的电压上升.现在,当 复位开关开通后,它处在一个更高的电压比起以前而导致更高的复位电 流.这种自适应调整在每一个周期发生而不需要其它复杂的控制电路.
Linear Transition: t1<t<t2
设计方程推导:
在dt(2-1), I=C*△V/ △t; △V=Vin 此等式中有效的电容是两个开关输出电容的并联组合.CA和CC;为补偿高压MOS的有效电容,IR建 议对Coss乘一个4/3的系数,也就是变压器原边电容必须考虑成一个并联的电容,整个网络电容应 为 C=(CA+CC)*4/3+Cpri(T1). T1时刻的原边电流可以近似为输出负载电流(或电感电流)除以变比N. 考虑到输出Ripple电流和变压器磁化电流较小,简化为: Ipri(t1)=Iout/N. 此过程时间近似等式为:
INITIAL CONDITIONS: time t<t0:
工作的初始状态:正常的Vout和静态负载条件． 主管关断，ＤＳ间为０电压；辅管 关断，ＤＳ间电压为Ｖcr ＋Ｖin．此前，能量被贮存在励磁电感和漏感中，此时被作为 反向原边电流释放，流动路径为通过变压器由下到上，进入输 入电容的正极(Ｃin)，被充电到Ｖin．这条路径持续流出通过 Ｃreset电容的low side，通过其体二极管（ＤＡ）到主 管．有足够的被贮存的能量持续这种情形甚至超过Ｔ０，当主 管打开时． 在变压器的付边情形并不是很清楚，因为不清楚变压器漏感及 Ｗinding的耦合情况．为简化起见，假定几乎所有的副边（输 出）电流通过Ｄ２流动，仅仅少量通过Ｄ１流动．另外一个假 设是原边有足够的能量来克服原副边耦合的影响，实现主管的 零电压ＺＶＳ，可参考t7-t8分析． 总之，两个开关均处于关断状态，输入到输出没有能量传 递．主管处于ＺＶＳ状态，由于贮存在电感中的能量正钳位开 关，在原边一个反向电流流过，通过辅管的体二极管．
注意当原边电流幅值没有很大改变时,其流过路线正发生变化.整个原边电流现在被分成主管输 出电容的充电和辅管(QC,钳位开关)输出电容的放电.为简化起见,分析中认为电流近似平均分配. 尽管确切的比例是每个MOS输出电容值的函数.因此,在t1时刻,QA上电流从满载电流下降到一半 值,于此同时QC上电流从0上升到满载(full load)的一半值.这个近似假设MOS的输出电容值是相 等的.实际中,它们是不一样的,因为钳位开关MOS一般比较小封装. 因此,可能会略微超过一半流 进主管,略微小于一半流进ZVT开关.
Passive Reset / Imag>0: t3<t<t4
在t3时刻,原边电压上有钳位电压出现以利于磁化电感复 位.同时在t3,QC开通,使得复位电流从其体二级管转移到 channel,提供一个低阻抗路径.然而,复位开关开通的主要 目的是提供一个路径,使稍后的电流从钳位电容反向流到 变压器原边,以实现ZVS.但是从t3到t4,贮存在变压器磁化 电感上的能量导致电流正从变压器流回到钳位电容. 在这整个阶段来看,原边电流下降直到0.也许更详细的描 述t4时刻的波形不是必析.这个阶段来说明这是整个转换 周期的一个转折点,这时变压器已经复位,下一个开关循环 将在t4开始.
Passive Reset & Resonant Transition: t2<t<t3
在t2时刻,变压器原边电压已经降到0,这也反映到其副边.导 致整个负载电流从D1向D2转移按照基本上由次级漏感决定的 斜率,但是在时间t2所有电流流动在D2.变压器电压持续其翻 转从0到钳位电压 Vcr.这个变换是一个谐振过程,因为先前映 射的负载电流现在沿D2流动.D1的反偏也允许T1电压从t2到t3 持续反向,直到复位电压出现.在这一个阶段QC上的电流是负 的因为其输出电容在放电.注意在t3时刻QC上的电流为0,但是 一般来说会略微为负以确保有足够的能量贮存在系统中to reach the clamp voltage.类似的情形在主管出现.其输出电 容被充电到钳位电压Vcr.在钳位开关(at t3)打开之前一些在 原边流动的电流使得钳位电容电压增加.
DIFFERENCES AND SIMILARITIES: This new approach requires a few more parts than the other forward choices to achieve the benefits listed previously. Differences include: && an additional high voltage MOSFET clamp/reset switch && an isolated, variable duty cycle gate drive for the clamp/reset switch && a modified PWM control technique to properly program the associated delays between gate drives to achieve the zero voltage transitions && a new gate drive technique to extract the proper clamp/reset drive pulse
三种复位方式的性能比较
有源钳位的优点及与其它电路的相比较的不同点:
SIGNIFICANT BENEFITS: && "recycles" transformer magnetizing energy instead of dissipating it in a resistor && facilitates Zero Voltage Transition of the main switch for higher efficiency && uses lower voltage MOSFET and diodes compared to the RCD && reduced EMI/RFI via soft switching
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eliminates lossy snubber network on primary && operates at fixed frequency allows much higher frequency operation similar power transfer to conventional square wave switching && duty cycles beyond 50% max are obtainable && actively resets main transformer to third quadrant of BH curve
ReБайду номын сангаасoant transition / t5<t<t6
复位开关在t5关断导致原边电流从QC的导电沟道向CC转移.QC 之Vds开始上升,迫使the “source” node流向更低的电位方 向.(the lower supply rail),从其初始的幅值Vcr.变压器原 边电流同时开始下降,但是注意磁化电流依然在上升从其在t5 时刻的值.尽管穿过励磁电感的电压在减少,但是仍有电压加 在上面直到t6,从而导致电流增加,但斜率下降. 同时注意主管的漏级电流发生变化.在以前的阶段没有电流流 过QA,但是从t5开始出现.QA的D极电位被钳位电压(Vcr)控制 当QC开通时(t5前).一旦QC关断,原边电流同时对CC充电,主管 输出电容CA放电.整个原边电流在两个电路中被分开,按照其 输出电容的大小比例. 在副边,自从上一阶段就没有什么变化.输出电感放出其贮存 的能量,作为一个恒定电流. 通过D2到负载.D2反偏关断. 这个阶段到t6结束,当穿过变压器的电压为0.原边电流到达其 最低的负值(Ir).
POWER TRANSFER: tO<t<tl
：
这一部分与传统的方波功率变换基本一样．从Ｔ0开始，主 管开通，开始功率传递从原边到副边通过变压器．主管处 于ＺＶＳ状态，反向的原边电流开始ＤＡ（体二极管）流 过，钳位主管漏极电位．当主管开通，电流从体二极管向 MOS的Channel转移,主管可双向流通.主管电流在副边映射 电流(Iout/N)的基础上以Vin/L的斜率上升.变压器的漏感 (Llkg)在此分析中被考虑. 于此同时,变压器副边电流也会 上升,沿D1流动.此前流过D2的电流下降,与D1电流上升相对 应,两者之和为整个的负载电流.此阶段短暂的暂态过程也 可以被详细的描述.原边电流是三个分解电流(映射的输出 电流;映射回来的电感充电电流;原边的磁化电流). 能量流动很快建立在此阶段.主管保持一定时间的开通以调 整输出电压.通过PWM信号来控制.当时间到达t1时,主管关 断.一般来说,这一阶段和传统的开关拓扑过程是一样的.
Linear Transition: t1<t<t2
在t1时刻,主管关断.主管上电流立即从QA转移其输出寄生电容(CA)上, 体二极管DA反偏.由于映射过来的整个输出电流(由于较大的Lo在增加) 在原边流动,CA充电非常迅速.MOS上电压呈线性上升,QC上电压于此同时 线性下降.此过程一直持续到t2当CA被完全充电到Vin.同样,CC上电压同 时从初值Vcr下降到(Vcr-Vin).此阶段在变压器初级电压降到0时在t2结 束.这一阶段可被看作两个并联的电容(CA & CC)被一个恒定的电流源 (=Iout/N)激励,直到V(CA)到达Vin结束. 从细节来说,这样的线性近似是不确切的.但是,此阶段非常短暂,这样简 化是可以接受的.Here is why.首先,原边电流不是一个常数,它是呈上 升趋势的.尽管变压器原边电压是快速从Vin下降到0,其start s out positive并贮存能量在漏感和励磁电感在此过程中.累加这部分在恒定 的映射输出电流(由于大的输出电感),其总和使原边电流一直增加.注意 两个MOS输出电容(CA & CC)的充放电是由于电流从输入端和钳位电容流 动.它不是被变压器以前所贮存的电感能量导致.象此后另一个阶段发生 的开关回到零电压.其次,假定负载电流仅仅通过D1持续流动在这个阶段. 因为变压器电压在t2已突降到0,这个情况可以通过设计,磁的耦合,变压 器上漏感的放置来改变. 设计方程推导: 见下页
Active Clamp and Reset Technique
有源钳位电路 完整开关周期工作过程分析
摘自TI资料 庄主 2006.02.18—2.20
传统的复位电路及RCD复位电路
有源钳位电路及 include the MOSFET parasitic output capacitance (Coss) and the internal body diode的电路