电压和电流回授控制模式介绍

電路拓撲受限制。 對多路輸出電源的交互調節特性不好
（3）平均電流控制模式
平均電流控制模式的概念產生於 20 世紀 70 年代後期。平均電流控制模式集成電路出現在 20 世 紀 70 年代初期，並成功應用在了 20 世紀 70 年代後期的高速 CPU 專用的具有高������������ 動態響應供電能力 的低電壓、大電流高頻開關穩壓電源中。如圖 3（a）所示為平均電流控制模式的原理圖。
圖 5 相加控制模式的原理圖
(一)放大器（e／a）是比例放大器，沒有電抗性補償元件。控制電路中的電容 C1 較小，起濾除高頻 開關雜波作用。主電路中較小的 Lf、Cf 濾波電路也起減小輸出高頻雜波的作用。若輸出高頻雜 波小，均可以不加。因此電壓誤差放大沒有延時環節，電流放大也沒有大延時環節；
(二)
滯環電流控制模式的優點如下:

不需要斜坡補償。 穩定性好，不容易因 Noise 發生不穩定振盪。
滯環電流控制模式的缺點如下:

要對電感電流進行全週期的檢測和控制。 變頻控制容易產生變頻 Noise
（5）相加控制模式
如圖 5 所示為相加控制模式的原理圖。它與如圖 1 所示的電壓控制模式有些相似，但有兩點不同：
圖 3 平均電流控制模式原理圖
圖 3（b）為增加了輸入電壓前饋功能的平均電流控制模式，非常適合輸入電壓變化幅度大、變化 速度快的交流電網情況。澳大利亞 RT 公司的 48 V／100 A 的採用半橋整流電路的通信高頻開關穩壓 電源模塊實際上採用的就是如圖 3（b）所示的控制方式。
（4）滯環電流控制模式

動態響應快（比普通電壓模式控制快 3～5 倍），動態過衝電壓小，輸出濾波電容需要較少。 相加控制模式中的 UA 注入信號可以用於電源並聯時的均流控制。
相加控制模式的缺點：

需要採取措施抑制電流、電壓取樣電路的高頻 Noise。
不同的 PWM 回授控制模式具有各自不同的優缺點， 在設計高頻開關穩壓電源時要根據具體情況選擇合 適的 PWM 回授控制模式 。 選擇各種 PWM 回授控制模式時一定要結合考慮具體高頻開關穩壓電源的氪λ、 輸出電壓要求，主電路拓撲及器件的選擇，輸出電壓的高頻 Noise 大小，責任週期變化範圍等。 PWM 回授控制模式是發展變化的，是互相聯繫的，在一定的條件下是可以互相轉化的。
滯環電流模式控制為變頻調製， 也可以為定頻調製。 如圖 4 所示為變頻調製的滯環電流控制模式。
圖 4 變頻調製的滯環電流控制模式
它將電感電流信號與兩個電壓值進行比較，第一個較高的控制電壓值 UC 由輸出電壓與基準電壓的差 值放大得到， 它主要用於控制開關器件的關斷時刻； 第二個較低電壓值 UCH 由控制電壓 UC 減去一個固 定電壓值 UH 得到，UH 為滯環電壓，UCH 主要用於控制開關元件的開啟時刻。滯環電流控制模式是通過 輸出電壓值 Uo、控制電壓值 UC 及 UCH 三個電壓值來確定一個穩定狀態的，它比電流控制模式多一個 控制電壓值 UCH，去除了發生次諧波振蕩的可能性。
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圖 3 平均電流控制模式原理圖
該電路將誤差電壓％接至電流誤差信號放大器（e／a）的同相端，以作為輸出電感電流的控制編 程電壓信號 Ucp（cp 為 current-program 的縮寫）；將帶有鋸齒紋波狀分量的輸出電感電流信號 UIN 接至電流誤差信號放大器（e／a）的反相端，代表追踪電流編程信號 Ucp 的實際電感平均電流。 UIN 與 UCP 的差值經過電流放大器（e／a）放大後，得到平均電流追踪誤差信號 UCA，再由 VCA 及三角鋸 齒波信號 UT 或 US 通過比較器比較後得到 PWM 關斷信號。 UCA 的波形與電流波形 UIN 反相，所以是 由 UCA 的下斜坡（對應於開關器件的導通時期）與三角波 UT 或 US 的上斜坡比較產生關斷信號的。顯 然這無形中增加了一定的斜坡補償。 為了避免次諧波振盪，UCA 的上斜坡不能超過三角鋸齒波信號 UT 或 US 的上斜坡。
平均電流控制模式的優點如下:

平均電感電流能夠高度精確地追踪電流編程信號。 不需要斜率補償。 調試好的電路抗 Noise 性能優越。 適合在任何電路拓撲中對輸入或輸出電流的控制。 易於實現均流。
平均電流控制模式的缺點如下:

電流放大器在開關頻率處的增益有最大限制。 雙閉迴路放大器頻寬、增益等配合參數的設計與調試複雜
圖 1 電壓模式控制原理圖
（2）峰值電流回授控制模式
峰值電流回授控制模式簡稱峰值電流控制模式，它的概念出現在 20 世紀 60 年代後期，來源於原 邊具有電流保護功能的單端自激式、反激式高頻開關穩壓電源。 20 世紀 70 年代後期才開始從學術 上對其進行深人的建模研究。 直至 20 世紀 80 年代初期， 第一批峰值電流控制模式集成電路 （UC3842、 UC3846）的出現，使得峰值電流控制模式迅速得到了推廣應用，它主要用在了單端及推挽電路方面。 近年來， 由於大佔空比所必需的同步不失真斜坡補償技術在實現上的難度及抗 Noise 性能差，峰值電 流控制模式面臨著改善性能後的電壓控制模式的挑戰。如圖 2 所示，將誤差電壓信號 UE 送至 PWM 比 較器後， 並不是像電壓控制模式那樣與由振盪電路產生的固定三角波狀電壓斜坡信號進行比較，而是 與一個變化的其峰值代表輸出電感電流峰值的三角狀波形或梯形尖角狀合成波形信號作比較， 然後得 到 PWM 脈衝的關斷時刻。 因此峰值電流控制模式不是用電壓誤差信號直接控制 PWM 的脈衝寬度，而是 直接控制峰值輸出側的電感電流的大小，然後間接地控制 PWM 的脈衝寬度。

補償網絡設計本來就較為複雜，閉迴路增益隨輸入電壓而變化的現象使其更為複雜。
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輸出端的 LC 濾波器給控制迴路增加了雙極點，在補償設計誤差放大器時，需要將主極點低頻衰 減，或者增加一個零點進行補償。

在控制磁芯飽和故障狀態方面較為麻煩和複雜
改善及加快電壓模式控制動態響應速度的方法有兩種：
(1)增加電壓誤差放大器的頻寬，以保證其具有一定的高頻增益。但是這樣容易受高頻開關 Noise 干 擾的影響，需要在主電路及回授控制電路上採取措施進行抑制或同相位衰減平滑處理。
電壓、電流的回授控制模式介紹
現在的高頻開關穩壓電源主要有五種 PWM 迴授控制模式。電源的輸入電壓、電流等信號在作為取 樣控制信號時，大多需經過處理。針對不同的控制模式其處理方式也不同。下面以由 VDMOS 開關元件 構成的穩壓正激型降壓斬波器為例，講述五種 PWM 反饋控制模式的發展過程、基本工作原理、電路原 理示意圖、波形、特點及應用要｀氪，以利於選擇應用及仿真建模研究。

責任週期大於 50％時開迴路不穩定性，存在難以校正的峰值電流與平均電流的誤差。 閉迴路響應不如平均電流控制模式理想。 容易發生次諧波振盪，即使佔空比小於 50％，也有發生高頻次諧波振蕩的可能性，因而需要斜 坡補償。

對 Noise 敏感，抗 Noise 性差。因為電感處於電流連續工作狀態，與控制電壓編程決定的電流電 平相比較， 開關元件的電流信號的上斜坡通常較小，電流信號上有較小的 Noise 就很容易使得開 關元件改變關斷時刻，從而使系統進入次諧波振盪狀態。
（1）電壓回授控制模式
電壓回授控制模式是 20 世紀 60 年代後期高頻開關穩壓電源剛剛開始發展而採用的一種控制方法。 該 方法與一些必要的過電流保護電路相結合，至今仍然在工業界被廣泛應用。如圖 1（a）所示為 Buck 降壓截波器的電壓模式控制原理圖。 電壓回授控制模式只有一個電壓回授閉迴路，且採用的是脈波寬 度調製法， 即將經電壓誤差放大器放大的慢變化的直流採樣信號與恆定頻率的三角波上斜坡信號相比 較，經脈波寬度調變得到一定寬度的脈衝控制信號，電路的各點波形如圖 1（a）所示。各個脈衝的 限流保護電路必須另外附加。

暫態閉迴路響應較快，對輸入電壓的變化和輸出負載的變化的動態響應均很快。 控制迴路易於設計。 輸入電壓的調整可與電壓控制模式的輸入電壓前饋技術相媲美。 具有簡單、自動的磁通平衡功能。


具有瞬時峰值電流限流功能，即內在固有的逐個脈衝限流功能。 具有自動均流並聯功能。
峰值電流控制模式的缺點如下:
峰值電流控制模式是雙閉迴路控制系統， 即電壓外迴路控制和電流內迴路控制。電流內迴路是瞬時快 速按照逐個脈衝工作的。在該雙迴路控制中，電流內迴路只負責輸出電感的動態變化，因而電壓外迴 路僅需控制輸出電容，不必控制 LC 儲能電路。基於這些特點，峰值電流控制模式具有比電壓控制模 式大得多的頻寬。
峰值電流控制模式的優點如下:
經過濾波後的電感電流信號 UA 也與電壓誤差信號 UE 相加在一起構成一個總和信號 U∑，它與三 角鋸齒波比較，從而得到 PWM 控制脈衝寬度。相加控制模式是單環控制，但它有輸出電壓、輸出 電流兩個輸入參數。 如果輸出電壓或輸出電流變化，那麼佔空比將按照補償它們變化的方向而變 化。
相加控制模式的優點：
(2)採用電壓前饋控制模式。電壓前饋控制模式的原理圖如圖 1（b）所示。用輸入電壓對電阻、電容 （Rt、Ctt）充電，以產生具有可變化的上斜坡的三角波，並且用它取代傳統電壓回授控制模式中 振盪器產生的固定三角波。此時輸入電壓變化能立刻在脈衝寬度的變化上反映出來，因此該方法 明顯提高了由輸入電壓的變化引起的動態響應速度。在該方法中對輸入電壓的前饋控制是開迴路 控制，而對輸出電壓的控制是閉迴路控制，目的是增加對輸入電壓變化的動態響應速度，故這是 一個由開迴路和閉迴路構成的雙迴路控制系統。
圖 1 電壓模式控制原理圖
電壓回授控制模式的優點如下:

PWM 三角波峰值較大，脈波寬度調變時具有較好的抗 Noise 邊限。 責任週期調整不受限制。


對於多路輸出電源而言，它們之間的交互調節特性較好。 單一回授電壓閉迴路的設計、調整比較容易。 對輸出負載的變化有較好的響應調整。
電壓回授控制模式的缺點如下:
圖 2 峰值電流反饋模式控制原理圖
峰值電流控制模式是一種用固定時鐘開啟、關斷峰值電流的控制方法，這是因為峰值電感電流 容易檢測，而且其在邏輯上與平均電感電流大小的變化相一致。但是，峰值電感電流的大小不能與平 均電感電流的大小一一對應， 因為在佔空比不同的情況下，相同的峰值電感電流的大小可以對應不同 的平均電感電流大小。 而平均電感電流的大小才是唯一決定輸出電壓大小的因素。 在數學上可以證明， 將電感電流下斜坡斜率的至少一半以上的斜率加在實際檢測電流的上斜坡上， 可以去除不同佔空比對 平均電感電流大小的擾動作用， 使得所控制的峰值電感電流最後收斂於平均電感電流。因而合成波形 信號 UΣ要由斜坡補償信號與實際電感電流信號兩部分合成構成。當外加斜坡補償信號的斜率增加到 一定程度時， 峰值電流控制模式就會轉化為電壓控制模式。若將斜坡補償信號完全用振盪電路的三角 波代替， 就成為了電壓控制模式， 只不過此時的電流信號可以認為是一種電流前饋信號， 如圖 2 所示。 當輸出電流減小時，峰值電流控制模式就從原理上趨向變為電壓控制模式。當電路處於空載狀態，輸 出電流為零，並且斜坡補償信號幅值比較大時，峰值電流控制模式實際上就變為了電壓控制模式。

對輸入電壓的變化動態響應較慢。 當輸入電壓突然變小或負載阻抗突然變小時，因為主電路中的 輸出電容 C 及電感 L 有較大的相移延時作用，(1)輸出電壓的變小也延時滯後，(2)輸出電壓變小 的信息還要經過電壓誤差放大器的補償電路延時滯後，才能傳至 PWM 比較器將脈寬變寬。這兩個 延時滯後作用是動態響應慢的主要原因。