Buck电路中的CCM和DCM

Buck 电路中的CCM和DCM

降压电路是一种基本的DC/DC变换器。随着IPM驱动和MCU供电、LED照明驱动、继电器和交流开关供电等小功率、直接从母线电压供电的应用场合越来越多，而目前的大部分DC/DC变换器输入电压一般在50V以，一种高压的降压型斩波变换器被研究和使用得越来越广泛。考虑到降压电路构成简单、成本较低，因此这种变换器具有良好的市场前景。本文对其原理和高压降压电路应用设计进行了详细地阐述。

降压电路拓扑分析

图1是降压拓扑的电路图。当t=0时驱动S导通，电源Uin向负载供电，电感电流iL线性上升。当t=ton时控制S关断，二极管VD续流，电感电流呈线性下降。

图1：降压拓扑电路图。

根据电感电流是否连续，可分为连续电流模式(CCM)、不连续电流模式(DCM)和临界电流模式(BCM或CRM或TM)。通常串接较大电感L使负载电流连续且纹波小。但是小功率SMPS中为了减小噪声以及损耗，通常选定电感电流不连续模式(DCM)。CCM和DCM下的各参数波形如图2所示。

图2：CCM和DCM下主要参数波形。

1. BCM和CCM

设IL为iL的平均值，△iL是iL的纹波值。则在BCM和CCM模式下：

稳态时:

又

从(3)和(4)得：

从(1)、(2)和(5)得：在CCM下, (5)取>号

在BCM下, (5)取等号， ==> L=R*Ts*(1-D)/2

2. DCM

设图2中t1处iL=0，且a=(t1-ton)/Ts=t1/Ts-D。则稳态时 L上电压开关周期平均值为0:

C在开关周期电流平均值为0:

iL的平均值：IL=△iL*(D+a)/2<△iL/2

Load电流： Io=Uo/R

根据(7)、(8)和(4)得: 0.5*[(Uin-Uo)/L]*D*Ts*[Uin*D/Uo]=Uo/R

且: K=2*L/(D2*Ts*R)=2/(D2*x), x=Ts*R/L, y=Uo/Uin。

图3：各模式下Uo/Uin的比值变化图。

降压仿真

使用SACT软件对降压电路进行仿真。若输出电压Uo=15V、输入电压Uin=220V，则选取驱动脉冲P1占空比D=Uo/Uin=15/310=0.04839。选取R=75Ω，则输出电流Iout=15/75=0.2A。取频率为f=100kHz，按照临界电感电流模式(CRM)来设计，L=R*T*(1-D)/2=75Ω*(1-0.04839)/(2*100kHz)=0.71mH。

相应的电路和波形如图4所示。波形从上而下分为：Vdc1，Vds(SW)，VR1、IL1和ID1。

图4：降压拓扑电路仿真图。

实现降压电路的控制器A635x

1. A635x方框图

STR-A635x系列是置功率MOSFET和控制器的Flyback型开关电源用厚膜集成电路。A635x为PRC工作方式，采用DIP-8封装，最适于小功率电源。由于所需外接器件很少，电路设计简?g，因此容易实现电源的小型化和标准化。注：PRC为Pulse Ratio Control(关断时间一定的导通脉冲宽度控制)的缩写。

图5：A635x的方框图。

A635x特点：

● 小型DIP-8绝缘封装，适合于低背、小容量开关电源。

● 使用On Chip Trimming技术，振荡器置于控制器MIC中。

● 控制器部的比较器使用了温度补偿，温度漂移小。

● 电源启动前控制器的工作电流小(50μAmax)。

● 置有源低通滤波器，使电源在轻负载时能稳定工作。

● 使用高耐?RMOSFET，保证MOSFET的雪崩能量：

● 由于保证MOSFET的雪崩能量，因此可以简化浪涌吸收电路的设计

● 可免除Vdss的余量设计

● 置MOSFET的定电压驱动电路

● 丰富的保护功能

● 过电流保护(OCP)：逐个脉冲方式

● 过电压保护(OVP)：锁定方式

●过热保护(TSD)：锁定方式

A635x的方框图如图5所示。

2. PRC控制

定电压控制是以固定MOSFET的OFF时间(?P15μsec)、调节ON 时间的PRC工作方式进行。该工作方式为PRC方式。

图6:PRC定电压控制动作电路图。

输出电压的定电压控制是由光耦的反馈电流实现的。当VR5电压(ID的峰值)+VR4电压(FB电流)之和达到Comp.1 反转阈值时MOSFET关断。故A63系列为电流控制方式。

一般的，在电流控制方式下轻载时VR4的电压较大(由于光耦的反馈量较大)，MOSFET导通时的浪涌电流产生的噪声易使Comp.1误动作。A63系列为了防止这种现象，在MOSFET关断期间使用一个A-LPF降低OCP/FB端子与GND间的阻抗。这是一个0.8mA 的定电流电路，在MOSFET导通前，流入OCP/FB的定电流降低反馈电流产生的偏置电压，使电源能在轻载时稳定工作。

与ST的Viper12相比，两者的反馈方式和开关电流设置等特点如表1所示。

表1：ST与Viper12对比表。

应用实例

1.参数选择

电感Lp:在PWM动作模式下，电感选择可依据：

其中：Po为输出功率，Idp为开关电流峰值，fsw为开关频率。

在PRC动作模式下，并且处于电感电流临界模式时，

式中：R是负载电阻，T是开关周期。

[计算例] Uin.ac=90V时，Idp=0.236A，Po=1.5W，fsw=59.2kHz(根据5.3节动作波形)。于是，Lp≌(2Po)/(Idp2*fsw)=2*1.5W/[(0.236) 2*59.2kHz]=0.8?mH。

若要计算临界电感电流模式(BCM)下的电感值，可根据(2)式：

Lb=0.5*(Uo/Io)*Toff=0.5 *(15V/0.1A)*15μs=1.125mH。

由于现在采用的电感Lp=0.77mH

输入电容Cin:

上式中：I是放电电流，η是效率，△U为输入电压的纹波值，t是电容向负载释放电流的期间，T是整流周期，t由下式计算：

，其中Uinmin与Upeak分别为输入交流Uin的最小、最大值。

[计算实例] Uin.ac=90V是条件最苛刻的状态，按此电压计算，

Upeak=90*1.414=127.3V，Uinmin=90*1.414*0.9=114.6V，全波整流下T=10ms。所以，t=10ms*(0.75+arcsin(114.6/127.3)/2π)=10ms*(0.75+0.18)=9.3 [ms]。取效率η=0.6,

则：Cin=(1.5W*9.3ms)/(0.6*114.6*(127.3-114.6))=16.9 [μF]。