整流器的直接功率控制

毕业论文说明书
三相PWM 整流器的直接功率控制仿
真研究
学号： 学 院：
专 业：
指导教师：
2016 年 6 月
计算机与控制工程学院 1205044222 电气工程及其自动化 赵俊梅
三相PWM整流器直接控制
摘要
随着现代工业的发展，越来越多的目光落在了变流装置上，如逆变电源和高频开关等等，这些变流装置大多都需要整流装置的配合。

传统整流器中不论是使用二极管的不控整流，还是使用晶闸管的相控整流都会在电网侧产生大量的谐波电流和电压，造成低功率因数、电网运行不经济等缺点。

本文在此基础上，研究一种基于PWM波的整流控制技术，它可以使得交流侧输入的电压电流实现同相位，减小网侧中的谐波成分。

这种控制的实现是基于电路有功和无功功率的分析，这种技术就是直接功率控制，简称DPC。

本文以电压型PWM整流器为模板，通过分析其拓扑图结构，建立了三相整流器在两相αβ坐标系下的数学模型。

通过学习和研究瞬时功率理论，在模型中加入了瞬时功率计算模块。

设计两相电压uα、uβ比较得到输入电压的相位。

根据这些模块算法建立了PWM整流系统的控制模型。

最后在MATLAB的simulink中建立了PWM整流器直接功率控制的仿真模型，整个控制系统采用双闭环系统反馈控制电流相位。

原理是根据所采集的瞬时功率和电压相位信号推算出此时所需的输出电压，由开关表不同开关量对应的不同输出电压来选取整流器功率开关的通断顺序。

关键词：PWM，整流器，直接功率控制
Direct control of three phase PWM rectifier
ABSTRACT
With the development of modern industry, more and more attention has been on the converter, such as inverter power and high frequency switch. Traditional rectifier, whether using diode rectifiers, or the use of thyristor tube of phase controlled rectifier will at the grid side produced a lot of harmonic current and voltage, resulting in low power factor, power grid operation without economic disadvantage. On the basis of this, this paper studies a kind of rectifier control technology based on PWM wave, which can make the input voltage and current of the AC side to achieve the same phase, and reduce the harmonic component in the network side. This technology is the direct power control, referred to as DPC.
In this paper, a voltage type PWM rectifier is used as the template. By analyzing the structure of the topology, the mathematical model of three-phase rectifier in the two-phase. By studying and studying instantaneous power theory, instantaneous power calculation module is added in the model. The phase of the input voltage is compared with the design of the two phase voltage u a and u b. According to these modules, the control model of PWM rectifier system is established.
Finally, the simulation model of direct power control of PWM rectifier is established in MATLAB /Simulink. The whole control system adopts double closed loop system to control current phase. The principle is according to the acquisition of the instantaneous power and phase voltage signal is calculated at the required output voltage, by the switching table corresponding to different switch quantity output different voltage to select rectifier power switch of the switching sequence.
Key words: PWM, rectifier, direct power control
目录
1 绪论 (1)
1.1 研究的背景及意义 (1)
1.2 PWM整流器的研究概况 (2)
1.3 直接功率控制技术的发展现状 (2)
1.4 毕业设计课题的任务和要求 (3)
2 PWM整流器的分析设计 (5)
2.1 三相PWM整流器的工作原理 (5)
2.1.1 整流器主电路拓扑选择 (5)
2.1.2 整流器的开关工作状态 (5)
2.2 PWM整流器的数学模型 (6)
2.2.1 三相电压在αβ两相静止坐标系下的数学模型 (8)
2.3 本章小结 (10)
3 三相电压型PWM整流器直接功率控制策略 (11)
3.1 三相PWM整流器直接功率控制理论 (11)
3.2 直接功率控制系统的基本组成 (11)
3.3 直接功率控制系统的工作原理 (12)
3.3.1 电压、电流和功率的测量 (13)
3.3.2 输入空间扇形区划分 (13)
3.3.3 功率滞环比较器 (14)
3.3.4 开关状态表 (15)
3.4 本章小结 (17)
4 系统仿真及实验结果 (17)
4.1 整流电路参数的设计 (18)
4.1.1 直流侧电压选取 (18)
4.1.2 交流侧电感选取 (19)
4.1.3 直流侧电容选取 (22)
4.2 仿真模型 (23)
4.2 仿真波形 (30)
4.3 本章小结 (34)
参考文献 (35)
致谢 (37)
1 绪论
1.1 研究的背景及意义
伴随着半导体科技的快速成长，电力电子装置在交通、工业、能源、运输等领域发挥了越来越重要的应用，其中整流电路可以把交变电压转换为直流电压或可调电压的一种设备[1]。

整流电路一般由主电路、滤波器件和变压器件构成。

1970年以后，整流装置通常采用含有硅的整流二极管以及晶闸管组成。

滤波器接在整流电路后面，但要在负载之前，用作滤出直流电压中的交流谐波。

变压器的设置与否要根据实际情况的不同做出改变。

变压器的作用是电隔离。

它可以减小电路两侧电压和电流之间的影响，使得整个系统运行在更稳定的状态，在一定程度上保证整流供电的可靠性。

整流电路通过对晶闸管触发相位的控制，从而达到控制输出直流电压的目的，所以这种电路又称之为相控整流电路。

这种整流电路的工作机理是当电压到达自然换相点时自然换相，不需要专门设置驱动电路，所以其的使用起来简单方便、稳定可靠，是以在直流电机的转速调节、同步电机的励磁调节、工业制炼、电镀等范围得到广泛的使用。

当相控角α较大时，电压电流的相位偏差很大，无法实现单位功率因数运行，网测电流中谐波成分较大。

此外，一般的整流环节通常采用二极管搭建的不控整流电路或是使用晶闸管的相控整流电路，这样做的好处是可以简单方便的实现整流，但是单纯的使用二极管或晶体管会在电网中产生大量的谐波电流和无功功率损失，造成严重的电网“污染”。

如何提高整流电路的功率因数（实现单位化）、消弭谐波电流已经成为电力电子这门技术中的重要目的，伴随着以PWM整流设备的出现防治这种电网“污染”最有效的解决途径就是，使得变流装置不产生谐波电流，使得电网内电流的正弦化并且实现较高的功率因数。

因为PWM整流器可以使电网内电流处于正弦波输入，并且运行于单位功率因数从而减小电网中的感性无功，最终实现能量的两向流动[2]，做到电源绿色无污染，因此开发PWM整流器实现单位功率控制成为解决问题的关键。

风能的大量应用是人类社会迈向新纪元的一个重要标志，其原理是利用风力带动迎风的叶片旋转，再利用提速装置将旋转的速度提升，来促进发电机发电。

由于风力发电机得到的风力是非恒定的，因此其输出的电压是一个变化值，需要经过整流设备整流，再对蓄电瓶充电，把风电能变为化学能。

然后经过有源逆变将化学能变为220V的交流市电，保证稳定的使用。

我国风能资源丰富，如不加以利用会造成极大的资源浪费，因此将PWM整流技术运用到风能发电系统中就变得尤为重要[3]。

在整个风力发电系统中，风电整流技术是很重要的一个环节，为了不造成资源的浪费，使用整流器实现单位功率因数的改变就变得尤为重要。

1.2 PWM整流器的研究概况
PWM控制技术是从逆变技术和直直斩波电路中发展出来的，随着全控开关器件的不断完善，PWM控制技术在整流电路里也开始应用了。

对于电压型整流器实施PWM控制有两个目的：第一，保持中间回路直流电压在允许范围；第二，使变压器一次侧的功率因数接近于1，即输入正弦电压电流，且输入电流量可以和电压的波形保持在相同相位的关系[4]。

针对一般的系统，要实现PWM整流器正常工作，需要同时控制直流侧输出电压和交流侧输入电流，直流输出电压作为外环控制量，交流输入电流作为内环控制量。

想要让PWM整流器在单位功率因数运行，可以通过很多控制方法实现。

根据是否测量电流值作为反馈量，反馈控制可以划分为两类：直接电流控制和间接电流控制。

在直接电流控制系统里，通过直流电压控制环节求出交流电流给定量，同时检测交流电流反馈值，由电流给定值与反馈值比较的结果决定开关元件的开关状态，从而达到对交流电流的直接控制，且使其跟踪电流的给定值。

控制系统是两个闭环控制系统。

其中外环控制环节是直流电压控制，内环控制采用交流电流控制环结。

直流电压给定值u d∗和直流电压实际采样值u d做差，将结果送入PI调节器。

达到稳态时，u d与u d∗相等，PI调节器的输入恢复到0。

1.3 直接功率控制技术的发展现状
在1990年以后，国外的研究人员发现了一种将瞬时有功功率和无功功率用于PWM变换器闭环控制系统中的新型控制策略，该控制方法的基理是用对照开关表的方式选择合适的电压空间向量，从而实现对电流的直接控制，即控制了瞬时功率，这种方法的核心是瞬时功率理论[5]，在电网电压控制的基础上通过观察基于功率变化所引起的电压相位变化这一现象，由瞬时功率理论可知，功率变化
会引起电网中电压电流的变化，进而影响系统的瞬时有功功率和无功功率，如果我们能对整流器的功率开关加以控制，就能间接控制交流侧电流，使之和电压成同相位，即实现单位功率因数，这种控制方法称为直接功率控制策略，简称DPC。

在DPC控制系统中，控制结构为电压外环、功率内环的双环控制结构。

细节划分为：采集三相整流电路的各相电压和各相电流作为双环控制中功率计算的数据值，而电压外环控制需要采集的是直流侧电压的大小。

首先将三相电压和三相电流进行两相坐标下的计算，因为转化为两相坐标下的数值可以让我们方便的计算出整流电路输入的瞬时有功功率和瞬时无功功率。

将计算出的功率瞬时值与给定的基准值比较作为整流器件开关状态控制的参考量。

两相坐标下的电压值还要通过比值计算来得出电压矢量的相位值。

这个相位值也同样作为开关状态控制的参考量。

就像之前所说的，只要我们先不同的功率情况下选取出相应的开关状态，我们就可以控制交流侧的电流大小和相位。

使其和电压实现同相位工作，即单位功率因数运行。

由于其具有众多优点，DPC控制方法日益引起国内外学者的关注和广泛研究[6]。

1.4 毕业设计课题的任务和要求
针对这种注入电网侧的大量谐波电压电流以及感性无功造成的电网运行问题。

我们提出了直接功率控制技术，如何实现对PWM整流器的直接功率控制是治理这种电网“污染”最根本措施就，以此在本次课程设计中如何使得基于电压工作的三相PWM整流器实现直接功率控制是最关键的问题。

基于此，此次任务的具体工作如下：
第二章主要介绍了基于电压工作的三相PWM整流器的工作原理和电路的拓扑结构。

在分析三相PWM整流器拓扑结构的基础上，建立了三相PWM整流器在两相αβ坐标下的数学模型。

第三章介绍了瞬时功率控制理论，给出了瞬时功率的计算方法和控制原理，分析了直接功率控制结构的组成以及实现直接功率控制的开关表。

研究了DPC 系统的结构组成。

第四章主要就matlab中simulink仿真进行了研究，通过参数的计算确定仿真电路里各个模块和器件的数值大小，然后就其功能进行了对照比较。

首先将三
相整流器在二极管不控情形下进行了仿真，其主要目的是为了和在DPC系统下的仿真电路进行比较。

然后就负载变化的情况下，观察直接功率控制情况和负载端直流输出电压波动的大小进行观察。

2 PWM整流器的分析设计
2.1 三相PWM整流器的工作原理
2.1.1 整流器主电路拓扑选择
整流器是一种电能变换装置，它可以将交流电转换为直流电。

实现这一功能的关键在于晶体管的自关断特性和整流电路的拓扑结构。

本次仿真试验使用的整流器具有三相电源和六个功率开关的拓扑结构，具体结构如下图所示。

图2.1 三相PWM整流器主电路图
图中：Ua、U b、Uc是三相交流电压，T1-T6是IGBT，L是滤波电感，C是滤波电容，R L是直流侧负载，电感L使整流器具有升压功能，电感电流i受电感电压U L的影响，如果忽略线路阻抗电压U R的影响，则电感电压U L只受整流器的直流侧电压U S和交流侧电压源电压U的影响，即U L=U−U S。

当我们控制了输出电压U S时，我们就可以控制电感电压U L，通过对其相位和幅值的控制间接地实现了对交流侧电流i的幅值和相位的控制[7]。

因此，通过控制整流器的功率开关的导通和关断就可以影响整流器的输入电压u S，从而实现对交流侧电流i的大小和相位进行控制，使其成为正弦波，并使整流器工作在功率因数为1的状态下。

2.1.2 整流器的开关工作状态
根据整流器的三相整流器桥，共计有6个开关，由Sa、Sb、Sc来表示6个
开关的状态。

与a 相电压源连接的桥臂上的两个功率开关用开关变量Sa 表示，当Sa=1时，表示整流桥上桥臂的开关导通，下桥臂的开关关断。

Sa=0则表示整流桥上桥臂的开关关断，下桥臂的开关导通。

当SaSbSc=001时，则表示a 、b 两相桥的下桥臂导通，c 相桥的上桥臂导通。

三个桥臂共有6个开关组成8种开关状态，（Sa 、Sb 、Sc 从000到111），当SaSbSc=000或者111时，直流侧无电压输出，称这两种状态为零状态（即000、111为零状态），其余的开关状态为非零状态[8]（001-110称为非零状态）。

八种非零状态分别对应八种不同的电压空间矢量u S ，正如U 0（000），U 1（001），U 2（010），U 3（011），U 4（100），U 5（101），U 6（110），U 7（111）。

根据公率不变原则可以知道u S 的幅值为
Us ={
√23U dc
(s =1−6)0(s =0或s =7) 整流器的输入是以√23U dc 为半径的矢量圆，当SaSbSc=000-111时，u S 就对应如下图的各电压矢量。

图2.2 电压矢量图
2.2 PWM 整流器的数学模型
在本次课程设计中三相整流器的数学模型采用瞬时动态控制模型。

虽然三相电压整流器的数学模型有不少，
但因为此次设计中我们需要采集线路的瞬时功率
来产生PWM控制信号，所以不得不采用瞬时动态控制模型。

因为只有采用瞬时动态控制模型才能够对整个整流线路进行实时控制[9]。

考虑的实际线路中可能存在的问题，以图2.1中的三相电压整流器拓扑结构作参考，假设三相电压和三相电流全为正弦量，并且所有开关都是无功率损耗的理想开关，不考虑饱和情况，得到三相电压和电流的方程：
{
u a=U m cos(ωt)
u b=U m cos(ωt+120。

)
u c=U m cos(ωt−120。

)
(2.1)
{
i a=I m cos(ωt+φ)
i b=I m cos(ωt+φ+120。

)
i c=I m cos(ωt+φ−120。

)
(2.2)
其中U m和I m是三相交流电压和电流的峰值，ω是角速度，φ是电压电流的相位差主要由负载性质决定。

根据杰尔霍夫的电流定律不难计算，在图2.1的PWM整流电路中的微分方程为：
L d dt [
i a
i b
i c
]=[
u a
u b
u c
]−R[
i a
i b
i c
]−[
u ra
u rb
u rc
](2.3)
上式中u ra=s a u dc+u oN，u rb=s b u dc+u oN，u rc=s c u dc+u oN。

u oN表示的是电源中性点和桥路中点之间的电压。

因为主电路三相平衡，即
{u a+u b+u c=0
i a+i b+i c=0(2.4)
由于u ON= u ra-S a U dc= u rb-S b U dc= u rc-S c U dc
所以3u ON= u ra+ u rb+ u rc- U dc∑S j
j=a,b,c
又因为
u ra+u rb+u rc=0(2.5)
可知：u ON= -U dc
3∑S j j=a,b,c
综合上述公式得：
{u ra=U dc(S a−1
3
∑S j
j=a,b,c
)
u rb=U dc(S b−1
3
∑S j
j=a,b,c
)
u rc=U dc(S c−1
3
∑S j
j=a,b,c
)
(2.6)
将u ra、u rb、u rc的计算式带入微分方程可得整流器在三相abc坐标数学系中的数学模型[10]（微分方程）
L d dt [
i a
i b
i c
]=[
u a
u b
u c
]−R[
i a
i b
i c
]−
[
U dc(S a−1
3
∑S j
j=a,b,c
)
U dc(S b−1
3
∑S j
j=a,b,c
)
U dc(S c−1
3
∑S j
j=a,b,c
)]
(2.7)
应用KCL计算直流侧，可知：
C du dc
dt =i dc−u dc
R L
(2.8)
式中，i dc=S a i a+S b i b+S c i c,对于电阻负载来说，电感电流i L=u dc
R L。

综合式子（2.5）和（2.8）可得，整流器在abc三相坐标下的数学模型为（状态方程）：
(
L di a
dt
L di b
dt
L di c
dt
C du dc
dt
)
=(
u a
u b
u c
)−(
R 000
0 R00
0 0R0
−s a−s b−s c0
)(
i a
i b
i c
u dc
)−(
i L
)−(
u sa
u sb
u sc
) (2.9)
2.2.1 三相电压在αβ两相静止坐标系下的数学模型
三相到两相变换这里介绍两种方法，一种是等量变换，此法是将一种坐标系下的矢量变化后与另一种坐标下的矢量相等的变换[11]。

另一种是等功率变换。

这种方法指的是变换之后与变换之前的功率数值相等，但坐标从三相变为两相。

一般我们通常采用等量变换。

等量变换时，通常采用等量变换逆矩阵，矩阵为：
M abc/αβ=2
3
(1−1
2
−1
2
0√3
2
−√3
2
√2√2√2)
,M abc/αβ
−1=
(
101
−1
2
√3
2
1
−1
2
−√3
2
1)
(2.10)
经过等量变换后，三相坐标在两相静止下的状态方程：
( L di αdt L di βdt L du dt )
=(u αu β0)−(R 000R
0S αS β0)(i αi βu dc )−(00i L )−(u sa u s β0) (2.11) 公式里，u α=√32U M cos ωt ；在此处键入公式。

u β=√32u m sin ωt ;
S a =√62s a −s b −s c ); S β=√2s b −s c );
在三相对称的系统里，我们假设u ON =0，u sa =s a u dc ，u s β=s βu dc 。

经过三相到两相的变换后，三相PWM 整流器在αβ坐标系中的模型：
{ L d dt [i αi β]=[u αu β]−R [i αi β]−[u r αu r β]C dU dc dt =i dc −i L =(i αS α+i βS β)−i L
上式里
u α=√23
(u a −0.5u b −0.5u c ) u β=(1
√2b −1
√2c )
S α=√23(S a
−0.5S b −0.5S c ) S β=(1
√2b −1
√2c )
由于u ON =0,u ra =S αU dc ，u r β=S βU dc
因此将上式化简，并进行变换得：
{
LsI α(s )=U α(s )−RI α(s )−U dc (s)S αLsI β(s )=U β(s )−RI β(s )−U dc (s)S βCsU dc (s )=I dc (s )−I L (s)I dc (s )=I α(s )S α+I β(s)S β (2.12) 在公式(2.12)中整理可得
{Iα(s)=
Uα(s)−U dc(s)Sα
Ls+R
Iβ(s)=
Uβ(s)−U dc(s)Sβ
Ls+R
I dc(s)=Iα(s)Sα+Iβ(s)Sβ
U dc(s)=I dc(s)−I L(s)
Cs
I L(s)=U dc(s) R L
由上述公式可得在αβ坐标下的数学模型如下图
图2.3 数学模型图
2.3 本章小结
本章主要介绍了基于电压工作的三相PWM整流器的拓扑结构和工作原理。

以六开关的整流器为例，介绍了它的工作状态，为下文中直接功率控制的研究提供了方便。

分析了开关状态对电路交流侧电流的影响，详细写出了输出电压和输入电流直接的关系算法。

分析并建立了三相电压电流在两相αβ坐标系下的转换形式，并建立了两相坐标系下的数学模型。

3 三相电压型PWM整流器直接功率控制策略
3.1 三相PWM整流器直接功率控制理论
以前的直接功率控制理论采用了平均值的计算方法，这种方法的采用是因为定义了电压和电流为周期变化，但实际情况中电压和电流很难实现周期性变化，因为网络中存在不随时间呈现周期变化的谐波电压电流分量[12]。

并且，当电压电流无法计算平均值时，功率计算也会出现问题，此时的电路中S2≠P2+Q2，如果此时依然采取传统平均电压电流时的计算公式必然会出现错误，因此我们采用的是瞬时控制策略[13]。

外国学者提出三相整流电路的瞬时无功理论，近些年，国内外学者对于瞬时功率理论进行了深入的探索，并取得一些突破[14]。

我们对瞬时有功功率的定义如下：
瞬时相电流矢量和瞬时相电压矢量的标量积。

而对瞬时无功功率定义则是：
瞬时相电流矢量与瞬时相电压矢量的矢量积。

对于我们一般的三相整流电路，u(瞬时相电压矢量)和i（瞬时相电流矢量），经过T ABC/αβ变换后，可以得到u和i在αβ坐标系下的形式：
u=[uα
uβ
u0
],i=[
iα
iβ
i0
](3.1)
在三相三线制的整流电路中，u0=i0=0，所以瞬时有功功率p和瞬时无功功率Q在αβ坐标中的计算式子：
p=u̅∙i̅=uαiα+uβiβ(3.2)
q=u̅×i̅=(uαiβ−uβiα)k̅(3.3) 在式子（3.3）中，k̅为单位长度向量，方向与αβ坐标平面垂直。

3.2 直接功率控制系统的基本组成
直接功率控制技术的最终目的是实现单位功率的控制，也就是电压电流同相位调节，它是说在交流侧电压确定不变的条件下来调节PWM整流器的瞬时有功功率和瞬时无功功率，使得无功功率在一定的范围内调节为零，也就间接控制了
交流侧电流的变化[15]，如果控制瞬时电流为类似正弦波，并且使瞬时电流与瞬时电压同相位，即相差尽量的小。

直接功率控制策略是根据整流电路的瞬时功率的变化来进行控制的，整流器直接功率控制系统结构为双环控制结构[16]。

整个PWM整流器直接功率控制系统由两部分组成如图3.1，包括：主电路部分和控制电路部分。

主电路：三相交流电源、交流侧的滤波电感、三相整流装置、直流侧滤波电容、直流侧负载。

控制电路：电压电流采集模块、PI模块、电压相位计算模块、功率滞环比较模块、三相到两相计算模块。

图3.1 直接功率控制系统图
3.3 直接功率控制系统的工作原理
PWM整流器的直接功率控制的原理简述为：当测量三相交流电压u a,u b,u c 和电流i a,i b,i c后,通过公式计算，完成三相到两相的变换，将三相abc坐标下的变量变换为两相αβ坐标系下的矢量uα、uβ、iα、iβ。

根据公式（3.2）和公式（3.3）
计算瞬时有功功率p和无功功率q，并根据uα、uβ来计算出电压矢量的相角度θ。

给出瞬时有功功率p和无功功率q的基准值p∗,q∗，有功功率的基准值由直流侧反馈电压计算决定（下文中会有详细介绍），无功功率的基准值一般设为0。

将实际有功功率和无功功率的值与用功功率和无功功率的基准值做差得到差值∆p和∆q，送入滞环比较器进行比较得到开关表的控制变量S p和S q[18]。

开关表需要预先设定，它输出的变量有S a S b S c，用来控制整流器的功率开关的通断。

控制开关表输出的变量也是三个，它们是S p和S q以及θ。

3.3.1 电压、电流和功率的测量
通过线路的测量装置可以直接测量出三相电压u a,u b,u c和电流i a,i b,i c，或者只需要测量两相电压和电流，根据公式
{u a+u b+u c=0
i a+i b+i c=0（3.4）
计算出三相电压电流。

然后通过转换坐标的方法将三相坐标abc变为两相αβ坐标下的uα、uβ和iα、iβ。

再通过公式（3.2）和公式（3.3）可以计算出电路的有功功率p和无功功率q。

3.3.2 输入空间扇形区划分
输入电压的相位θ由uα、uβ共同决定，在表达上为θ=tan−1uβ
uα
的表示形式，θ在空间上被划分为12个扇形区表示输入电压的12种不同的相位情况，θn的具体取值可以通过公式（3.5）得出，在相位空间上的表示如图3.2所示，为12块扇形区的组合。

（n−2）π
6≤θn≤（n−1）π
6
（3.5）
图3.2 整流器输入电压相位划分
3.3.3 功率滞环比较器
本系统中用到两个滞环比较器，分别是有功功率滞环比较器和无功功率滞环比较器，滞环比较器的输入是给定功率与实际测得功率的差值，分别是∆p和∆q，其中∆p=p−p∗，∆q=q−q∗。

输出为实际功率偏离给定功率的状态S p、S q，有0和1两种状况，滞环比较器的宽度为2H p、2H q。

H p、H q的大小决定了开关器件的通断频率。

它们的量影响着整流器的平均开关频率、谐波大小、和功率开关能力，环宽越小，对功率的控制越精确且响应快，但是环宽太小的话会使得开
的选取应根据功率换运算速关频率高，通断时电能浪费较大，所以功率差H
p、q
度及所采用的功率器件的性能折中选择。

图3.3 功率的滞环特性图
如图3.3所示，当∆p<−H p时，S p=1；当∆p>H p时，S p=0；当−H p<
∆p<H p，并且d∆p
dt >0时，S p=1；当−H p<∆p<H p，并且d∆p
dt
<0时，S p=0。

当∆q<−H q时，S q=1；当∆q>H q时，S q=0；当−H q<∆q<H q，并且
d∆q dt >0时，S q=1；当−H q<∆q<H q，并且d∆q
dt
<0时，S q=0。

综上所述，我们需要在功率滞环对照器中设置S p和S q的值为：
S p=
{
0 p<p∗−H p表明p需要减小
不变 p∗−H p<p<p∗+H p
1 p>p∗+H p表明p需要增加
（3.6）
S q=
{
0 q<q∗−H q表明q需要减小
不变 q∗−H q<q<q∗+H q
1 q>q∗+H q表明q需要增加
（3.7）
3.3.4 开关状态表
开关表是整个控制核心，在前面我们已经介绍了：开关的不同状态会有不同的电压输出，而不同的输入电压会影响电感两端的端电压，这是因为总的三相电压是确定的正弦交流电势，通过控制不同的PWM信号输出，选择不同的开关工作状态，使得电感电流获得相应变化，从而实现电压和电流的同相位控制，即直接功率控制。

开关表的输入变量有有功和无功的增减信号S p、S q，以及输入电压所在的扇形区信号θn，通过这些输入变量我们可以得到所需的开关PWM控制信号S a S b S c，从而发出相应的脉冲驱动信号。

我们一般定义S=2S p+S q, S p与S q的取值有（0,1）、（0,0）、（1,0）、（1,1）四种情况，对应的S的值就有0，1，2，3这四种可能。

设所需的电压空间矢量为Us，根据S p与S q和θ。

确定Us，整流器所需的开关状态，Us的离散值有U0~U7，S a S b S c=（000~111）对应U0~U7八个等扇形区，
U0(000)，U1(001)，U2(010)，U3(011)，U4(100)，U5(101)，U6(110)，U7(111)
如图3.4所示，每个区域都有对应的向量。

图3.4 电压矢量图
整流器的电压方程为：
L d dt (
i a
iβ)=(
uα
uβ)-R(
iα
iβ)−(
u sα
u sβ)(3.8)
忽略交流侧的线路压降，可得：
i=i(0)+1
L ∫(u−u s)dt
t
(3.9)
由瞬时功率的定义可知，iα增加时，有功功率P也会增加，iβ增加时，无功功率Q会减小。

用改变有功功率P的方法可以影响交流侧电流的大小，用调节无功功率Q可以影响交流侧电流的相位，达到交流侧电压电流同相位的目的。

在同一扇形区，可以选择相邻的V1和V2控制功率的调节[19]。

假设电源电压矢量为u s，当S p=S q=0，电源电压矢量u s在第一扇形区，则第一扇形区两个相邻的矢量是U1和U6，分别分析他们对瞬时功率的作用效果，可以得出我们仿真所需的开关表：
表3.1 状态开关表。