高精度半导体激光器驱动电源系统的设计

高精度半导体激光器驱动电源系统的设计

0 引言

半导体激光器(LD)是一种固体光源，由于其具有单色性好，体积小，重量轻，价格低廉，功耗小等一系列优点，已被广泛应用。LD是理想的电子－光子直接转换器件，有很高的量子效率，微小的电流和温度变化都将导致其输出光功率的很大变化。因此，LD的驱动电流要求非常高，必须是低噪声、稳定度高的恒流源，一般电源很难满足要求。此外，瞬态的电流或电压尖峰脉冲，以及过流、过压都会损坏半导体激光器。这里将以TI公司的DSP芯片TMS320F2812为控制核心，实现带有多种保护的双闭环高精度半导体激光驱动电源系统。

1 系统总体设计

恒流源一般采用集成运算放大器和一些分立元器件及单片机构成的“压控恒流源”方法实现，与纯模拟元件构成的恒流源相比，这种方法在恒流精度和线性度上都有明显的提高。但是该方法中单片机是用作显示与控制电压的给定，并未对输出电流实时检测和控制，属于开环控制系统，影响了恒流源的稳定性及精度。该系统由“压控恒流”电路、信号采样和调理电路、保护电路、键盘、LCD显示、RS 232通信接口以及DSP处理器等环节组成，系统结构框图如图1所示。

图1 系统结构框图

通过键盘输入给定，并在LCD上显示，同时经F2812运算处理后输出相应占空比的PWM 信号。PWM经低通滤波器、放大调理后实现D／A变换并作为“压控恒流”模块(V-I Constant Current)的控制电压实现“压控恒流”。F2812实时对输出的电流采样，采样数据经数字滤波、分析处理后与给定电流值相比较，得到差值作为PI调节算法表达式中的输入量，通过PI运算得到控制量Uk来调整PWM的输出实现恒流。

2 系统硬件设计

2.1 直流电源模块实现

直流电源模块主要由变压、整流、滤波、稳压和“扩流电路”组成。直流电源模块如图2所示。+15 V用于“压控恒流模块”和运算放大器供电；-15 V用于运算放大器负电源供电；+5 V用于数控模块供电。将+5 V用高精度、高稳定性的稳压芯片稳压后再为DSP处理器供电。

图2 直流电源电路

“扩流电路”由电阻Rp3和大功率达林顿管TIP147组成，调节Rp3可使+15 V电流得到2 A 以上的大电流输出。为减少直流电流中纹波采用RC-π型有源滤波方法，变阻Rp1，Q1，C3与Rp2，Q2，C4组成两个RC滤波电路分别对+15 V和-15 V电源高效滤波。为NPN型晶体管，利用晶体管的电流放大作用可以间接增大滤波电容的容值。

假若Q1和Q2放大倍数为β1和β2，则Q1，Q2基极电容C3，C1等效到射极，分别就为(1+β1)C3和(1+β2)C4，从实现大电阻大电容滤波并减小了电路的体积。图中D5，D6为电源故障显示，D7和D8起保护稳压器LM7815，LM7915的作用。当输出端有负载时，如果LM7915稳压器的输入端开路，这时LM7915无输出，+15 V经负载加到LM7915的输出端以致损坏LM7915。LM7815的保护原理相同。

2.3 恒流源模块实现

“压控恒流”是通过控制输入电压的变化控制输出电流。恒流源电路原理如图3所示。通过硬件电路实现闭环负反馈，即内闭环。图3中电阻Rs，R4，R5，Rf和运放U5构成反馈网络。假若运放U4是理想的，设输入电压为Vs，输出电压为Uo。由运放“虚短”可得：

Rs，R5，Rf不变时，输入电压Vs恒定输出电流Io恒定。运放U4，U5，电阻Rs，R5，Rf自身的稳定性恒流源的稳定性起决定性作用。因此，U4，U5选用高精度运放OP-27，其漂移仅为O.2μV／℃，最大噪声电压为O.25μV。R5，Rf选用温漂系数低、精度较高的电阻。采样电阻Rs选用阻值为0.01 Ω大功率锰铜丝电阻，其精度为1％。Q5为大功率达林顿管

2SD1559，由于集成运算放大器一般工作在小电流状态，因此用一个小功率晶体管Q4(9014)驱动Q5。C15,C16，D9，L1构成低通滤波以减少电源中高次谐波对LD的影响，D5在Q5截止时起到扼制流作用。

图3 恒流源与信号调理电路

2.3 A／D与D／A模块实现

F2812芯片内置12位ADC(模／数转换器)，输入电压为0～3 V，12位的ADC采样的分辨率为(3.0 V-O V)／212=0.73mV。F2812根据预置的电流值对PGA103的A1A0引脚置位(A1A0=OO，A1A0=01，A1A0=10分别对应的放大倍数为1，10，100)，信号调理如图3所示。F2812内没有配置DAC模块，要实现D／A功能需要外接D／A转换芯片，转换精度与芯片的价格成正比关系，这无疑增加了硬件成本。F2812芯片提供的PWM信号，是一种

周期和占空比均可变、高电平VH=3．3 V，低电平VL=O V的脉宽调制(PWM)信号。由傅里叶变换可知，对于以时间轴原点为对称点的、单极性的PWM信号可写成表达式：

式中：T为信号周期；n=±1，±2，±3±…；An，Bn为各自独立的傅里叶系数。

由式(3)可知只要将高频直流分量An滤除，改变PWM信号占空比q(q=O～1)时，可以得到输出电压O～3.3 V。由于三阶低通滤波器较之于一阶与二阶低通滤波器有更好的性能。采用“归一化”方法设计一个Butterworth三阶反馈有源低通滤波器，如图4所示。低通滤波器的传递函数表示为：

式中：G，bn-1，…，b0为适当选择的常数。图4低通滤波器要满足式(4)必须具备以下条件：

式中：

由归一化方法可得，将截止频率fc(Hz)和电容C21都归一化，所以电阻系数为K=100／fcC，C是以μF为单位的C21值，要使增益G=2时。由文献[6]中表2-54可知，K=1时所对应电阻R6～R10电容C22～C23(μF)的系数分别为2.491，2.339，0.692，11．043，11.043，C21，C21。选择fc=1 000，C=O.01时，图4中R6～R10，C21～C23分别为24.49l，23.39，6.92，110.43，110.43，O.01，O.01，O.01。经EWB仿真软件仿真可知该三阶滤波电路得到很好的滤波性能，ButterWorth滤波在通带内没有纹波，这使得PWM到D／A变换精度上得到保证，仿真结果如图5所示。

图4 三阶反馈有源低通滤波器