数模与模数转换电路(20210201131153)

D o D 1
D/A 转换器
V o
4
D n-1 输入
输出
数模与模数转换电路
随着数字技术，特别是计算机技术的飞速发展与普及， 在现代控制、通信及检测领域中, 对信号的处理广泛采用了数字计算机技术。

由于系统的实际处理对象往往都是一些模拟量
（如温度、压力、位移、图像等），要使计算机或数字仪表能识别和处理这些信号，必须首 先将这些模拟信号转换成数字信号； 而经计算机分析、处理后输出的数字量往往也需要将其 转换成为相应的模拟信号才能为执行机构所接收。

这样，就需要一种能在模拟信号与数字信 号之间起桥梁作用的电路一一模数转换电路和数模转换电路。

能将模拟信号转换成数字信号的电路，称为模数转换器（简称 A/D 转换器）；而将能把 数字信号转换成模拟信号的电路称为数模转换器（简称 D/A 转换器），A/D 转换器和D/A 转换器已经成为计算机系统中不可缺少的接口电路。

在本章中，将介绍几种常用 A/D 与D/A 转换器的电路结构、工作原理及其应用。

1 D/A 转换器
一. D/A 转换器的基本原理
数字量是用代码按数位组合起来表示的， 对于有权码，每位代码都有一定的权。

为了将 数字量转换成模拟量， 必须将每1位的代码按其权的大小转换成相应的模拟量， 然后将这些
模拟量相加，即可得到与数字量成正比的总模拟量， 从而实现了数字一模拟转换。

这就是构
成D/A 转换器的基本思路。

图9.1— 1所示是D/A 转换器的输入、输出关系框图，D o 〜D n-i 是输入的n 位二进制数， V 。

是与输入二进制数成比例的输出电压。

图9.1— 2所示是一个输入为 3位二进制数时D/A 转换器的转换特性，它具体而形象地 反映了 D/A 转换器的基本功能。

图9.1 — 1 D/A 转换器的输入、输出关系框图 图9.1— 2 3位D/A 转换器的转换特性
倒T 形电阻网络D/A 转换器
在单片集成D/A 转换器中，使用最多的是倒
T 形电阻网络D/A 转换器。

四位倒T 形电阻网络D/A 转换器的原理图如图 9.1 — 3所示。

S o 〜S 3为模拟开关，R —2R 电阻解码网络呈倒 T 形，运算放大器 A 构成求和电路。

S 由输入数码D i 控制，当D i =1时，S i 接运放反相输入端（“虚地”），h 流入求和电路；
当D i =0时，S 将电阻2R 接地。

无论模拟开关S 处于何种位置，与 S i 相连的2R 电阻均等效接“地”（地或虚地）。

这样 流经2R 电阻的电流与开关位置无关，为确定值。

分析R —2R 电阻解码网络不难发现，从每个接点向左看的二端网络等效电阻均为 R ,
流入每个2R 电阻的电流从高位到低位按
2的整倍数递减。

设由基准电压源提供的总电流为
I （匸V REF /R ）,则流过各开关支路（从右到左）的电流分别为
1/2、1/4、1/8和I/16。

于是可得总电流
输出电压
将输入数字量扩展到 n 位，可得n 位倒T 形电阻网络D/A 转换器输出模拟量与输入数
字量之间的一般关系式如下:
R f V
°」R
” R E F
[S(D i Q)] 2n i =0
R f V R EF
设K
〒，N B 表示括号中的n 位二进制数，则:
REF
R
D o (24 D 1 D 2 3
2
2
2
7）
(9.1.1)
Rf VREF3
(D i 2i )
i =0
24
(9.1.2)
16 8 4 2
图9.1 — 3倒T 形电阻网络D/A 转换器
V REF 4
2 R i
V O =— KN B
要使D/A 转换器具有较高的精度，对电路中的参数有以下要求：
（1）基准电压稳定性好；（2）倒T 形电阻网络中 R 和2R 电阻的比值精度要高； （3）每个模拟开关的开关电压降要相等。

为实现电流从高位到低位按 2的整倍数递减，
模拟开关的导通电阻也相应地按
2的整倍数递增。

由于在倒T 形电阻网络D/A 转换器中，各支路电流直接流入运算放大器的输入端，它 们之间不存在传输上的时间差。

电路的这一特点不仅提高了转换速度，
而且也减少了动态过
程中输出端可能出现的尖脉冲。

它是目前广泛使用的 D/A 转换器中速度较快的一种。

常用
的CMOS 开关倒T 形电阻网络 D/A 转换器的集成电路有 AD7520 （ 10位）、DAC1210（ 12 位）和AK7546 （ 16位高精度）等。

三. 权电流型D/A 转换器
尽管倒T 形电阻网络D/A 转换器具有较高的转换速度，但由于电路中存在模拟开关电 压降，当流过各支路的电流稍有变化时，就会产生转换误差。

为进一步提高 D/A 转换器的
转换精度，可采用权电流型
D/A 转换器。

1•原理电路。

这组恒流源从高位到低位电流的大小依次为
1/2、1/4、1/8、1/16。

当输入数字量的某一位代码 D i =1时，开关S i 接运算放大器的反相输入端，相应的权电
流流入求和电路；当 D i =0时，开关S i 接地。

分析该电路可得出
V O =\X R
=R f (-D 3 -D 2 -D 1 丄 D 。

)
2 4 8 16
I 3 2
10
4 R f (D 3 2 D 2 2 D 1 2
D o 2 )
24 I 3 .
T R f ' D i 2i
2 i =0
采用了恒流源电路之后，各支路权电流的大小均不受开关导通电阻和压降的影响， 这就 降低了
对开关电路的要求，提高了转换精度。

2•采用具有电流负反馈的 BJT 恒流源电路的权电流 D/A 转换器
为了消除因各BJT 发射极电压 V BE 的不一致性对 D/A 转换器精度的影响，图中
T 3〜T o
均采用了多发射极晶体管， 其发射极个数是8、4、2、1,即T 3〜T o 发射极面积之比为 8:421。

这样，在各BJT 电流比值为8:4:2:1的情况下，T 3〜T o 的发射极电流密度相等，可使各发射
(9.1.5)
图9.1 — 4权电流型D/A 转换器的原理电路
结电压V BE 相同。

由于T 3〜T 0的基极电压相同，所以它们的发射极 e 3、良、e 、e 。

就为等电
位点。

在计算各支路电流时将它们等效连接后，可看出倒
T 形电阻网络与图9.1 — 3中工作
状态完全相同，流入每个 2R 电阻的电流从高位到低位依次减少 1/2，各支路中电流分配比
例满足8:421的要求。

图9.1 — 5权电流D/A 转换器的实际电路
基准电流I REF 产生电路由运算放大器 A 2、冃、T r 、R 和一V EE 组成，A 2和R i 、T r 的cb
结组成电压并联负反馈电路，以稳定输出电压，即
T r 的基极电压。

T r 的cb 结，电阻R 到一
V EE 为反馈电路的负载，由于电路处于深度负反馈，根据虚短的原理，其基准电流为： |
_V R EF
_2| 1
REF
21
E3
R i
I E 3=I/2, I E 2=I/4, I EI =I/8, I EO =I/16,于是可得输出电压为:
v
o 二i ' R
f
可推得n 位倒T 形权电流D/A 转换器的输出电压
该电路特点为，基准电流仅与基准电压
V REF 和电阻R 1有关，而与BJT 、R 、2R 电阻无
关。

这样，电路降低了对 BJT 参数及R 、2R 取值的要求，对于集成化十分有利。

由于在这种权电流 D/A 转换器中采用了高速电子开关，电路还具有较高的转换速度。

采用这种权电流型 D/A 转换电路生产的单片集成
D/A 转换器有 AD1408、DAC0806、
DAC0808等。

这些器件都采用双极型工艺制作，工作速度较高。

B 3 Ms
D
K
■
i 上
二 I
k
■
S3
X
S2 '
11 S1
S I- >0 16
|16
TT
T1
T
o
E
VE
IE2
由倒T 形电阻网络分析可知, R f V REF 24R i
(D 3 23 D 2 22 D 1 21 D o 20)
V o
R f 2n
n -1 i =0
■2i
2R 2R
2R
R ........... R
R
2R
I BB 偏置 电流
Tc
o E
四. 权电流型D/A 转换器应用举例
图9.1 — 6是权电流型 D/A 转换器DAC0808的电路结构框图，图中
D 。

〜D ?是8位
数字量输入端，I O 是求和电流的输出端。

V REF +和V REF -接基准电流发生电路中运算放大器的 反相输入端和同相输入端。

COMP 供外接补偿电容之用。

VCC 和VEE 为正负电源输入端。

用DAC0808这类器件构成的D/A 转换器时需要外接运算放大器和产生基准电流用的电 阻尺，如图9.1 — 7所示。

V CC =+5V
13
V
EE =_15V
图9.1 — 7 DAC0808 D/A 转换器的典型应用
在V REF =10V 、R 1=5k Q 、R f =5k Q 的情况下，根据式(9.1.7 )可知输出电压为
当输入的数字量在全 0和全1
之间变化时，输出模拟电压的变化范围为
(LSB )D0
D 1 R 1 5k Q 15 5k Q
V^EF
D 2 D 3 D 4 D 5 10 DAC0808
D 6
(MSB ) D 7
数字量输入
11 12
V o
模拟量输出
0 〜9.96V 。

(LSB )
(MSB )
图9.1— 6权电流型D/A 转换器DAC0808的电路结构框图
5k Q
A
16
0.01 g F
五. D/A 转换器的主要技术指标 1. 转换精度
D/A 转换器的转换精度通常用分辨率和转换误差来描述。

（1） 分辨率一一D/A 转换器模拟输出电压可能被分离的等级数。

输入数字量位数越多，输出电压可分离的等级越多，即分辨率越高。

在实际应用中，往 往用输入数字量的位数表示
D/A 转换器的分辨率。

此外， D/A 转换器也可以用能分辨的最
小输出电压（此时输入的数字代码只有最低有效位为
1，其余各位都是0 ）与最大输出电压
（此时输入的数字代码各有效位全为 1）之比给出。

N 位D/A 转换器的分辨率可表示为 —
2“ _1
它表示D/A 转换器在理论上可以达到的精度。

（2） 转换误差
转换误差的来源很多， 转换器中各元件参数值的误差， 基准电源不够稳定和运算放大器
的零漂的影响等。

D/A 转换器的绝对误差（或绝对精度）是指输入端加入最大数字量（全 1）时，D/A 转
换器的理论值与实际值之差。

该误差值应低于
LSB/2。

例如，一个8位的D/A 转换器，对应最大数字量（FFH ）的模拟理论输出值为
^
55
V REF ,
256
1
1
255
1
-LSB = V REF 所以实际值不应超过（ ）V REF 。

2 512 256 512
2•转换速度
（1） 建立时间（t set ）――指输入数字量变化时，输出电压变化到相应稳定电压值所需 时间。

一般用 D/A 转换器输入的数字量 NB 从全0变为全1时，输出电压达到规定的误差 范围（土 LSB/2 ）时所需时间表示。

D/A 转换器的建立时间较快，单片集成 D/A 转换器建立
时间最短可达0.1S 以内。

（2） 转换速率（SR ）――大信号工作状态下模拟电压的变化率。

3.温度系数一一指在输入不变的情况下，输出模拟电压随温度变化产生的变化量。

一 般用满刻度输出条件下温度每升高
1C,输出电压变化的百分数作为温度系数。

9.2 A/D 转换器
A/D 转换的一般步骤和取样定理
图9.2— 1模拟量到数字量的转换过程
在A/D 转换器中，因为输入的模拟信号在时间上是连续量，而输出的数字信号代码是 离散量，所以进行转换时必须在一系列选定的瞬间
(亦即时间坐标轴上的一些规定点上) 对
输入的模拟信号取样，然后再把这些取样值转换为输出的数字量。

因此，一般的 A/D 转换
过程是通过取样、保持、量化和编码这四个步骤完成的。

1.取样定理
可以证明，为了正确无误地用图 9.2— 2中所示的取样信号 v s 表示模拟信号V I ,必须满
足：
因为每次把取样电压转换为相应的数字量都需要一定的时间， 所以在每次取样以后，必
须把取样电压保持一段时间。

可见，进行 A/D 转换时所用的输入电压，实际上是每次取样
结束时的V |值。

2. 量化和编码
我们知道，数字信号不仅在时间上是离散的，
而且在数值上的变化也不是连续的。

这就
是说，任何一个数字量的大小， 都是以某个最小数量单位的整倍数来表示的。

因此，在用数 字量表示取样电压时，也必须把它化成这个最小数量单位的整倍数， 这个转化过程就叫做量
化。

所规定的最小数量单位叫做量化单位，用
△表示。

显然，数字信号最低有效位中的
1
表示的数量大小，就等于 △。

把量化的数值用二进制代码表示，称为编码。

这个二进制代码
就是A/D 转换的输出信号。

既然模拟电压是连续的，那么它就不一定能被 △整除，因而不可避免的会引入误差，我 们把这种误差称为量化误差。

在把模拟信号划分为不同的量化等级时，
用不同的划分方法可
以得到不同的量化误差。

假定需要把0〜+1V 的模拟电压信号转换成 3位二进制代码，这时便可以取 △ = ( 1/8) V ,并规定凡数值在0〜(1/8) V 之间的模拟电压都当作 0 X △看待，用二进制的000表示； 凡数值在(1/8) V 〜(2/8) V 之间的模拟电压都当作 1X A 看待，用二进制的001表示，……
-2仏
式中f s 取样频率，f imax 为输入信号V I 的最高频率分量的频率。

在
满足取样定理的条件下，可以用一个低通滤波器将信号
V s 还原为V I ，这个低通滤波 器的电压传输系数 A(f )在低于f jmax 的范围内应保持不变，而在 f s - f imax 以前应迅速下降为
零，如图9.2— 3所示。

因此，取样定理规定了
A/D 转换的频率下限。

图9.2—2对输入模拟信号的采样 f
imax
f
s_f imax
f
图9.2—3还原取样信号所用滤波器的频率特性
等等，如图9.2 — 4 (a )所示。

不难看出，最大的量化误差可达
△，即(1/8) V 。

74=(14/15)V 64=12/15 5210/15 44= 8/15 3A= 6/15 24=4/15 14=2/15
04=0 (b)
图9.2— 4划分量化电平的两种方法
为了减少量化误差，通常
采用图 9.2—4 ( b )所示的划分方法，取量化单位
4 = (2/15)
V ，并将000代码所对应的模拟电压规定为
0〜(1/15) V ，即0〜4 /2。

这时，最大量化误
差将减少为为4 /2= (1/15) V 。

这个道理不难理解，因为现在把每个二进制代码所代表的模 拟电压值规定为它所对应的模拟电压范围的中点，所以最大的量化误差自然就缩小为 4 /2
了。

二. 取样一保持电路 1.电路组成及工作原理
N 沟道MOS 管T 作为取样开关用。

当控制信号V L 为高电平时，T 导通，输入信号 V I 经电阻R i 和T 向电容C h 充电。

若取 R i =R f ,则
充电结束后 V O = — v i =v c 。

当控制信号返回低电平， T 截止。

由于C h 无放电回路，所以 V O 的数值被保存下来。

缺点：取样过程中需要通过
R 和T 向C h 充电，所以使取样速度受到了限制。

同时，
R i
的数值又不允许取得很小，否则会进一步降低取样电路的输入电阻。

2.改进电路及其工作原理
图9.2—6是单片集成取样一保持电路
LE198的电路原理图及符号，它是一个经过改进
的取样一保持电路。

图中 厲、A 2是两个运算放大器，S 是电子开关，L 是开关的驱动电路， 当逻辑输入V L 为1，即V L 为高电平时，S 闭和；V L 为0,即低电平时，S 断开。

模拟电平二进制代码 代表的模拟电平
模拟电平二进制代码 代表的模拟电平
7A =(7/8)V
64=6/8 5A = 5/8 4 4=4/8 3A =3/8
24=2/8
14=1/8
04= 0
(a )
1V
7/8
6/8
5/8
4/8
3/8
2/8
1/8
111 110
101
100
011 010 001 000
1V
13/15 11/15
9/15
7/15
5/15 3/15
1/15 0
111
110
101
100 011
010
001 000 图9.2— 5取样一保持电路的基本形式
图9.2—6单片集成取样一保持电路LE198的电路原理图及符号
(a)电路图(b)符号
当S闭合时，A i、A2均工作在单位增益的电压跟随器状态，所以V o=V o=v2如果将电
容C h接到R2的引出端和地之间，则电容上的电压也等于V I。

当V L返回低电平以后，虽然S 断开了，但由于C h上的电压不变，所以输出电压V O的数值得以保持下来。

在S再次闭合以前的这段时间里，如果V I发生变化，V/O可能变化非常大，甚至会超过
开关电路所能承受的电压，因此需要增加D i和D2构成保护电路。

当V O比V O所保持的电压
高(或低)一个二极管的压降时，D i (或D2)导通，从而将V O限制在V I+V D以内。

而在开
关S闭和的情况下，V O和V O相等，故D i和D2均不导通，保护电路不起作用。

三.并行比较型A/D转换器
3位并行比较型A/D转换原理电路如图9.2—7所示，它由电压比较器、寄存器和代码转换器三部分组成。

电压比较器中量化电平的划分采用图9.2 —4( b)所示的方式，用电阻链把参考电压V REF
1 13 2
分压，得到从丄V REF到13 V REF之间7个比较电平，量化单位△ =-V REF。

然后，把这7个
15 15 15
比较电平分别接到7个比较器G〜C7的输入端作为比较基准。

同时将将输入的模拟电压同时加到每个比较器的另一个输入端上，与这7个比较基准进行比较。

图9.2 — 7并行比较型A/D 转换器
单片集成并行比较型 A/D 转换器的产品较多，如 AD 公司的AD9012 （ TTL 工艺，8 位）、AD9002 （ ECL 工艺，8 位）AD9020 （TTL 工艺，10 位）等。

并行A/D 转换器具有如下特点：
（1） 由于转换是并行的，其转换时间只受比较器、触发器和编码电路延迟时间限制， 因此转换速度最快。

（2） 随着分辨率的提高，元件数目要按几何级数增加。

一个
n 位转换器，所用的比较 器
个数为2n - 1，如8位的并行A/D 转换器就需要28-仁255个比较器。

由于位数愈多，电 路愈复杂，因此制成分辨率较高的集成并行 A/D 转换器是比较困难的。

（3） 使用这种含有寄存器的并行 A/D 转换电路时，可以不用附加取样—保持电路，因 为比较器和寄存器这两部分也兼有取样-保持功能。

这也是该电路的一个优点。

表9.2.1 3位并行A/D 转换器输入与输岀转换关系对照表 输入模拟电压
V I
寄存器状态 （代码转换器输入）
Q 1
数字量输岀 （代码转换器输出） Q 7 Q 6 Q 5 Q 4 Q 3 Q 2
D 2 D 1 D 0 （0 1
~ 幕)V
REF
0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 1 (
15 3 ~ 77)V REF
15
0 0 0 0 0 0 1 0 0 1 (11 ~ 2)V REF
15
0 0 0 0 0 1 1 0 1 0
7、，
~ — )V RE F
0 0 0 0 1 1 1 0 1 1 (7
15 ~ ~)V REF 15
0 0 0 1 1
1
1
1
nnT
F
F
RE
315115v
C6
C5
C4
C3
C O2 2
寄存器
Q7.
Q6
Q4
Q3
Q2 一
Q1；-
I7
I 6
I 4
I 3
I 2
I 1
-代码转换器
D 2(MSB)
D 1
D o (LSB)
O7
C O6
C O5
C O4
C O3
O1
电压比较器
1D >C1 1D >C1
1D >C1 1D >C1 1D >C1 1D >C1 1D >C1
& '15
11
~ — )V REF
15 0 0 1 1 1 1 1 1 0 1 (H
15 ~ ¥)V
REF
15
0 1 1 1 1 1 1 1 1 0 (H '
15
~ 1 )V REF 1 1 1 1 1
1
1
1
1
1
四. 逐次比较型A/D 转换器
逐次逼近转换过程与用天平称物重非常相似。

按照天平称重的思路，逐次比较型
A/D 转换器，就是将输入模拟信号与不同的参考电
压做多次比较，使转换所得的数字量在数值上逐次逼近输入模拟量的对应值。

4位逐次比较型 A/D 转换器的逻辑电路如图 9.2—8所示。

图中5位移位寄存器可进行并入/并出或串入/串出操作，其输入端F 为并行置数使能端， 高电平有效。

其输入端 S 为高位串行数据输入。

数据寄存器由 D 边沿触发器组成，数字量 从Q 4〜Q i 输出。

电路工作过程如下：当启动脉冲上升沿到达后， FF o 〜FF 4被清零，Q 5置1, Q 5的高电
平开启与门G 2,时钟脉冲CP 进入移位寄存器。

在第一个
CP 脉冲作用下，由于移位寄存器
的置数使能端F 以由0变1,并行输入数据 ABCDE 置入，Q A Q B Q C Q D Q E = 01111, Q A 的低电 平使数据寄存器的最高位（ Q 4）置1,即卩Q 4Q 3Q 2Q i = 1000。

D/A 转换器将数字量 1000转换 为模拟电压v /o ，送入比较器C 与输入模拟电压 V |比较，若V |>V O ,则比较器C 输出V C 为1, 否则为0。

比较结果送 D 4〜D i 。

第二个CP 脉冲到来后，移位寄存器的串行输入端
S 为高电平，Q A 由0变1,同时最高
位Q A 的0移至次高位Q B 。

于是数据寄存器的 Q 3由0变1，这个正跳变作为有效触发信号 加到FF 4的CP 端，使V C 的电平得以在 Q 4保存下来。

此时，由于其他触发器无正跳变触发 脉冲，V C 的信号对它们不起作用。

Q 3变1后，建立了新的 D/A 转换器的数据，输入电压再
与其输出电压V /O 进行比较，比较结果在第三个时钟脉冲作用下存于
Q 3……。

如此进行，直
到Q E 由1变0时，使触发器FF o 的输出端Q o 产生由0到1的正跳变，做触发器 FF i 的CP 脉冲，使上一次 A/D 转换后的V C 电平保存于 Q i 。

同时使Q 5由1变0后将G 2封锁，一次 A/D 转换过程结束。

于是电路的输出端
D 3D 2D 1D 0得到与输入电压V |成正比的数字量。

图9.2— 8四位逐次比较型 A/D 转换器的逻辑电路
由以上分析可见，逐次比较型 A/D 转换器完成一次转换所需时间与其位数和时钟脉冲
频率有关，位数愈少，时钟频率越高，转换所需时间越短。

这种 A/D 转换器具有转换速度
快，精度高的特点。

常用的集成逐次比较型 A/D 转换器有 ADC0808/0809系列（8）位、AD575（ 10位）、 AD574A （ 12 位）等。

五•双积分型 A/D 转换器
双积分型A/D 转换器是一种间接 A/D 转换器。

它的基本原理是，对输入模拟电压和参 考电压分别进行两次积分，
将输入电压平均值变换成与之成正比的时间间隔，
然后利用时钟
脉冲和计数器测出此时间间隔， 进而得到相应的数字量输出。

由于该转换电路是对输入电压
的平均值进行转换，所以它具有很强的抗工频干扰能力，在数字测量中得到广泛应用。

图9.2— 9是这种转换器的原理电路， 它由积分器（由集成运放 A 组成）、过零比较器（C ）、 时钟脉冲控制门（G ）和定时器/计数器（FF 。

〜FF n ）等几部分组成。

V I —
v O
D/A 转换器
D 0
D 1
D 2 D 3
1
R 1D C 1
■■■■
S
D 3 ( MSB ) D 2 D 1
D O (LSB )
R 1D C1< S > FF 4
数据 寄存器
&
G 2
一 +5V
CP —r_-~L
+5V
V C
V REF
R
Q o
FF o
Q 2
R 1D
R 1D C1<
R 1D C1-
S FF 2
FF 1
FF 3
3
G
1
启动脉冲
]|
+5V
Q E Q D Q C Q B Q A
CP
移位寄存器 S
F E D C B A
图9.2 — 9双积分型A/D 转换器
积分器：积分器是转换器的核心部分，它的输入端所接开关 S i 由定时信号Q n 控制。

当
Q n 为不同电平时，极性相反的输入电压 V |和参考电压V REF 将分别加到积分器的输入端，进
行两次方向相反的积分，积分时间常数
T =RC 。

过零比较器：过零比较器用来确定积分器输出电压 V 。

的过零时刻。

当 V 。

> 0时，比较
器输出V C 为低电平；当V O <0时，V C 为高电平。

比较器的输出信号接至时钟控制门( G )作
为关门和开门信号。

计数器和定时器：它由 n+1个接成计数型的触发器 FF o 〜FF n 串联组成。

触发器 FF 。

〜 FF n -1组成n 级计数器，对输入时钟脉冲 CP 计数，以便把与输入电压平均值成正比的时间 间隔转变成数字信号输出。

当计数到
2n 个时钟脉冲时，FF o 〜FF n —i 均回到0状态，而FF n
反转为1态，Q n = 1后，开关S 1从位置A 转接到B 。

时钟脉冲控制门：时钟脉冲源标准周期 T c ,作为测量时间间隔的标准时间。

当V C =1时，
与门打开，时钟脉冲通过与门加到触发器
FF o 的输入端。

下面以输入正极性的直流电压 V |为例，说明电路将模拟电压转换为数字量的基本原理。

电路工作过程分为以下几个阶段进行：
(1) 准备阶段
首先控制电路提供 CR 信号使计数器清零，同时使开关S 2闭合，待积分电容放电完毕， 再S 2
使断开。

(2) 第一次积分阶段
在转换过程开始时(t=0),开关S i 与A 端接通，正的输入电压V |加到积分器的输入端。

积分器从0V 开始对V |积分：
V 。

= -1 0 V | dt
T
由于V O <0V ，过零比较器输出端 V C 为咼电平，时钟控制门 G 被打开。

于是，计数器在 CP 作用下从0开始计数。

经过2n 个时钟脉冲后，触发器FF o 〜FF n -1都翻转到0态，而Q n = 1, 开关S i 由A 点转到B 点，第一次积分结束。

第一次积分时间为：
t=T i =2n T c
在第一次积分结束时积分器的输出电压
V P 为：
(MSB )
(LSB )
数字量输岀
+ V | 一
V
V p - _T 1 V |
2
%V I
Vc /
(d)
1 :
卜
1
i
:
o V G / (e) 卜
1
llllllllllllllllll
入
r
o
* --------- T1 ---------- >
或 T2 * t
图9.2— 10双积分型A/D
(3) 第二次积分阶段
当t=t 1时，S 1转接到B 点，具有与V I 相反极性的基准电压— V REF 加到积分器的输入端； 积分器开始向相反进行第二次积分；当
t=t 2时，积分器输出电压
V O >0V ，比较器输出
V C =0,
时钟脉冲控制门 G 被关闭，计数停止。

在此阶段结束时
V O 的表达式可写为
v °(t 2)=V p _丄：2(-V REF )dt=0
T 1
设T 2=t 2— b,于是有
V REF T 2 2n T c 、，
= V| T T
设在此期间计数器所累计的时钟脉冲个数为
入，则
T 2=入 T C 2n T C
T 2
C V |
V
REF
可见，T 2与V |成正比，T 2就是双积分A/D 转换过程的中间变量。

—I T C
V
REF
上式表明，在计数器中所计得的数 入(入=Q n-i - Q i Q o ),与在取样时间 T i 内输入电压
的平均值V |成正比。

只要 V K V REF ，转换器就能将输入电压转换为数字量，并能从计数器
一
V
T 1
V o 卓
(c)
o
Q n A (a)
~o ~
V s 述
(b)
t 1
+V |
t 2 t
读取转换结果。

如果取V REF=2n V，则入=V I,计数器所计的数在数值上就等于被测电压。

由于双积分A/D转换器在T i时间内采的是输入电压的平均值，因此具有很强的抗工频干扰能力。

尤其对周期等于T i或几分之一T i的对称干扰（所谓对称干扰是指整个周期内平均值为零的干扰），从理论上来说，有无穷大的抑制能力。

即使当工频干扰幅度大于被测直流信号，使输入信号正负变化时，仍有良好的抑制能力。

在工业系统中经常碰到的是工频
（50Hz ）或工频的倍频干扰，故通常选定采样时间Ti总是等于工频电源周期的倍数，如20ms 或40ms等。

另一方面，由于在转换过程中，前后两次积分所采用的是同一积分器。

因此，在两次积分期间（一般在几十至数百毫秒之间），R、C和脉冲源等元器件参数的变化对转
换精度的影响均可以忽略。

最后必须指出，在第二次积分阶段结束后，控制电路又使开关S2闭合，电容C放电，
积分器回零。

电路再次进入准备阶段，等待下一次转换开始。

单片集成双积分式A/D转换器有ADC —EK8B （8位，二进制码）、ADC —EK10B （10
1
位，二进制码）、MC14433 （3 —位，BCD码）等。

2
六.A/D转换器的主要技术指标
1. 转换精度
单片集成A/D转换器的转换精度是用分辨率和转换误差来描述的。

（1）分辨率一一它说明A/D转换器对输入信号的分辨能力。

A/D转换器的分辨率以输出二进制（或十进制）数的位数表示。

从理论上讲，n位输出的A/D转换器能区分2n个不同等级的输入模拟电压，能区分输入电压的最小值为满量程输入的
1/2n。

在最大输入电压一定时，输出位数愈多，量化单位愈小，分辨率愈高。

例如A/D 转换器输出为8位二进制数，输入信号最大值为5V，那么这个转换器应能区分输入信号的
最小电压为19.53mV。

（2）转换误差一一表示A/D转换器实际输出的数字量和理论上的输出数字量之间的差
别。

常用最低有效位的倍数表示。

例如给出相对误差w±LSB/2，这就表明实际输出的数字
量和理论上应得到的输出数字量之间的误差小于最低位的半个字。

2. 转换时间一一指A/D转换器从转换控制信号到来开始，到输出端得到稳定的数字信号所经过的时间。

不同类型的转换器转换速度相差甚远。

其中并行比较A/D转换器转换速度最高，8位二
进制输出的单片集成A/D转换器转换时间可达50ns以内。

逐次比较型A/D转换器次之，他们多数转换时间在10〜50卩s之间，也有达几百纳秒的。

间接A/D转换器的速度最慢，如
双积分A/D转换器的转换时间大都在几十毫秒至几百毫秒之间。

在实际应用中，应从系统数据总的位数、精度要求、输入模拟信号的范围及输入信号极性等方面综合考虑A/D转换器的选用。

例10.2.1某信号采集系统要求用一片A/D转换集成芯片在1s （秒）内对16个热电偶
的输出电压分时进行A/D转换。

已知热电偶输出电压范围为0〜0.025V （对应于0〜450C
温度范围），需要分辨的温度为0.1 C，试问应选择多少位的A/D转换器，其转换时间为多
少？
解：对于从0〜450 C温度范围，信号电压范围为0〜0.025V，分辨的温度为0.1C,这
相当于卫丄—的分辨率。

12位A/D转换器的分辨率为厶1，所以必须选用13位
450 4500 2 4096。