带电流截止负反馈的转速闭环的数字式可逆直流调速系统的仿真与设计

运动控制课程设计报告
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班级：电气三班
指导老师：
带电流截止负反馈的转速闭环的数字式可逆直流调
速系统的仿真与设计
一、设计目的
应用所学的交、直流调速系统的基本知识与工程设计方法，结合生产实际，确定系统的性能指标与实现方案，进行运动控制系统的初步设计。

应用计算机仿真技术，通过在MATLAB软件上建立运动控制系统的数学模型，对控制系统进行性能仿真研究，掌握系统参数对系统性能的影响。

在原理设计与仿真研究的基础上，应用PROTEL进行控制系统的印制板的设计，为毕业设计的综合运用奠定坚实的基础。

二、设计参数
1、直流电动机各参数如下：
输出功率为:10Kw，电枢额定电压220V
电枢额定电流 55A，额定励磁电流1A
额定励磁电压220V，功率因数0.85
电枢电阻0.1欧姆，电枢回路电感100mH
电机机电时间常数1S，电枢允许过载系数1.5
额定转速1430rpm
2、环境条件：
电网额定电压:380/220V，电网电压波动:10%
环境温度:-40~+40摄氏度，环境湿度:10~90%
3、控制系统性能指标：
电流超调量小于等于5%
空载起动到额定转速时的转速超调量小于等于30%
调速范围D＝20，静差率小于等于0.03.
三、调速系统方案选择
直流变电压调速是直流调速系统用的主要方法，调节电枢供电电压所需的可控制电源通常有3种：
①旋转电流机组
适用于调速要求不高、要求可逆运行的系统但其设备多、体积大、费用高、效率低。

②静止可控整流器
可通过调节触发装置的控制电压来移动触发脉冲的相位从而实
现平滑调速且控制作用快速性能好提高系统动态性能。

③PWM(脉宽调制变换器)或称直流斩波器
利用直流斩波器或脉宽调制变换器产生可变平均电压，与V—M
系统相比，PWM系统在很多方面有较大的优越性：
主电路线路简单，需要的功率器件少，开关频率高；电流容易连续，谐波少，电机损耗及发热都较小；低速性能好，稳速精度高，调速范围宽；若与快速响应的电动机配合，则系统频带宽，动态响
应快，动态抗扰能力强；功率开关器件工作在开关状态，道通损耗小，当开关频率适当时，开关损耗也不大，因而装置效率高；直流
电源采用不控整流时，电网功率因数比相控整流高。

因此，本设计
应选择脉宽调速，即采用直流PWM调速。

又由于
51单片机具有成本低，功能强大，编程简单，性价比高等优点，综合各方面因素，要实现带电流截止负反馈的转速闭环的数字式可
逆直流调速系统的设计与仿真，本设计采用基于51单片机的带电流
截止负反馈转速闭环的直流PWM脉宽调速系统。

四、闭环系统的工作原理
1.限流保护—电流截止负反馈
为了解决反馈闭环调速系统的起动和堵转时电流过大问题,系统中必
须有自动限制电枢电流的环节。

根据反馈控制原理,要维持哪一个物
理量基本不变,就应该引入那个物理量的负反馈。

那么引入电流负反馈,应该能够保持电流基本不变,使它不超过允许值。

但是这种作用
只应在起动和堵转时存在,在正常运行时又得取消,让电流自由地随
着负载增减,这样的当电流大到一定程度时才出现的电流负反馈叫做
电流截止负反馈,简称截流反馈。

为了实现截流反馈,须在系统中引入电流截止负反馈环节。

如图
1所示,电流反馈信号取自串人电动机电枢回路的小阻值电阻R S,IdR S 正比于电流。

设Idcr为临界的截止电流,当电流大于Idcr时将电流负反馈信号加到放大器的输入端,当电流小于Idcr时将电流反馈切断。

为了实现这一作用,须引入比较电压Ucom。

图1a中利用独立的直流电源作比较电压,其大小可用电位器调节,相当于调节截止电流。

在IdR S与Ucom之间串接一个二极管VD,当IdR S>Ucom时,二极管导通,电流负反馈信号Ui即可加到放大器上去;当IdR S≤Ucom时,二极管截止,Ui即消失。

显然,在这一线路中,截止电流Idcr=Ucom/R S。

图2-1b中利用稳压管 VST的击穿电压Ubr作为比较电压,线路要简单得多,但不能平滑调节截止电流值。

图1 电流截止负反馈环节
图2 电流截止负反馈环节的输入输出特性
图2 电流截止负反馈环节的静特性
电流截止负反馈环节的输入输出特性如图2所示,它表明:当输入信号(IdR s-Ucom)为正值时,输出和输入相等;当(IdR s-Ucom)为负值时,输出为零。

这是一个非线性环节(两段线性环节),将它画在方框中,再和系统的其它部分联接起来,即得带电流截截止负反馈的闭环
调速系统稳态结构图4,图中Ui表示电流负反馈信号电压,Un表示转速负反馈信号电压。

图4 带电流截止负反馈的闭环调速系统稳态结构图
2.桥式可逆PWM变换器的工作原理
脉宽调制变换器的作用是：用脉冲宽度调制的方法，把恒定的直流
电源电压调制成频率一定、宽度可变的脉冲电压序列，从而可以改
变平均输出电压的大小，以调节电机转速。

最常用的是桥式（亦H 形）可逆PWM电路
H形可逆主电路
这时，电动机M两端电压的极性随开关器件栅极驱动电压极性的变化而改变，其控制方式有双极式、单极式、受限单极式等多种，这里只着重分析最常用的双极式控制的可逆PWM变换器。

双极式控制方式：
（1）正向运行：
第1阶段，在0 ≤ t ≤ t on期间，U g1 、U g4为正， VT1、 VT4导通，U g2 、U g3为负，VT2、 VT3截止，电流i d沿回路1流通，电动机M两端电压U AB = +U s；
第2阶段，在t on≤ t ≤ T期间，U g1 、U g4为负， VT1、 VT4截止， VD2、 VD3续流，并钳位使VT2、 VT3保持截止，电流i d 沿回路2流通，电动机M两端电压U AB = –U s ；
（2）反向运行：
第1阶段，在0 ≤ t ≤ t on期间，U g2 、U g3为负，VT2、 VT3截止， VD1、 VD4续流，并钳位使 VT1、 VT4截止，电流–i d沿回路4流通，电动机M两端电压U AB = +U s；
第2阶段，在t on≤ t ≤ T 期间，U g2 、U g3 为正， VT2、 VT3导通，U g1 、U g4为负，使VT1、 VT4保持截止，电流–i d沿回路3流通，电动机M两端电压U AB = –U s；
输出波形
双极式控制的桥式可逆PWM变换器有下列优点：
（1）电流一定连续；
（2）可使电机在四象限运行；
（3）电机停止时有微振电流，能消除静摩擦死区；
（4）低速平稳性好，系统的调速范围可达1:20000左右；
（5）低速时，每个开关器件的驱动脉冲仍较宽，有利于保证器件的可靠导通。

五、系统电路设计
1.主电路设计
本设计主电路采用桥式可逆直流PWM脉宽调速系统主电路，如下图，PWM变换器的直流电源由交流电网经不可控的二极管整流器产生，并用大电容C6滤波，以获得恒定的直流电压U S。

２.控制电路设计
本设计中的控制电路采用MCS51单片机来实现PWM波的输出控制，采用两片四位数值比较器4585和一片12位串行计数器4040组成了PＷＭ信号发生电路。

３.ＰＷＭ功率放大驱动电路设计
该驱动电路采用了ＩＲ２１１０集成芯片，该集成芯片具有较强的驱动能力和保护功能。

４.转速及电流检测电路设计
转速检测电路：
电流检测电路
六、参数计算
1.电流调节器设计计算
1）确定时间常数
A、整流装置滞后时间常数T s，三相桥式电路的平均失控
时间T s=0.0017s。

B、机电时间常数T m=2ms，电磁时间常数T l=0.03s。

C、电流滤波时间常数T oi。

三相桥式电路每个波头的时
间是 3.3ms，为了基本滤平波头，应有(1~2)T oi=
3.33ms，因此取T oi=2ms=0.002s。

D、电流环小时间常数之和T∑i。

按小时间常数近似处理，
取T∑i=T s+T oi=0.0037s。

2）选择电流调节器结构
根据设计要求电流超调量σi≤5%，并保证稳态电流无差，可按典型I型系统设计电流调节器。

电流环控制对象是双惯性型的，因此可以用PI型电流调节器，其传递函数为
W ACR=K i（τi s+1）
τi s
检查对电源电压的抗扰性能：T l
T∑i =0.03
0.0037
=8.11，参照典
型
I型系统动态抗扰性能，各项指标都是可以接受的。

3）计算电流调节器参数
电流调节器超前时间常数:τi=T l=0.03s。

电流环开环增益：要求σi≤5%时，应取K I T∑i=0.5，因此
K I=0.5
T∑i =0.5
0.0037
=135.1s−1。

于是，ACR的比例系数为K i=K Iτi R
K sβ
=135.1∗0.03∗1
44∗0.22
=0.42电流反馈系数β=0.18（≈10V/1.57I N)
4) 校验近似条件
电流环截止频率：w ci=K I=135.1s−1。

A、晶闸管整流装置传递函数的近似条件
1 3T s =
1
3∗0.0017
=196.1s−1>w ci
满足近似条件。

B、忽略反电动势变化对电流环动态影响的条件
3√1
T m T l =3∗√
1
2∗0.03
=12.25<w ci
满足近似条件。

C、电流环小时间常数近似处理条件
1√1
s oi
=
1
√
1
=180.8s−1>w ci
满足近似条件。

5）计算调节器电阻和电容
按所用运算放大器取R0=40KΩ，各电阻和电容值为R i=K i R0=0.42∗40=16.8KΩ，取20 KΩ。

C i=τi
R i =0.03
20∗1000
F=1.5∗10−6F=1.5μF
C oi=4T oi
R0=4∗0.002
40∗1000
=0.2∗10−6F=0.2μF
按照上述参数，电流环可以达到的动态跟随性能指标σi≤5%，满足设计要求。

2.转速调节器的设计计算
1）确定时间常数
A、电流环等效时间常数1/K I,由上已取K I T∑i=0.5，
则
1
I
=2T∑i=2∗0.0037=0.0074s
B、转速滤波时间常数T on，根据所用测速发电机纹波情
况，取T on=0.01s。

C、转速环小时间常数T∑n，按小时间常数近似处理，
取
T∑n=1
K I
+T on=0.0074+0.01=0.0174s。

2）选择转速调节器结构
按照设计要求，选用PI调节器，其传递函数为
W ASR=K n（τn s+1）
τn s
3）计算转速调节器参数
按跟随和抗扰性能都较好的原则，取h=5，则ASR的超前
时间常数为τn =hT ∑n =5∗0.0174=0.087s
转速开环增益K N =h+1
2h T ∑n 2=62∗5∗0.0174=396.4s −2
于是，ASR 的比例系数为
K n =（h +1）βC e T m 2hαRT ∑n =6∗0.18∗0.2206∗12∗5∗0.01158∗0.0174
=144.1 4） 检验近似条件
转速环截止频率为
w cn =K N
W 1=K N τn =396.4∗0.087=34.5s −1
A 、 电流环传递函数简化条件为
13√K I
T ∑i =13√135.10.0037=63.7s −1>w cn ，满足近似条件。

B 、 转速环小时间常数近似处理条件为
13√K I T on =13√135.10.01=38.7s −1>w cn ，满足近似条件。

5） 计算调节器电阻和电容
取R 0=40KΩ，则R n =K n R 0=144.5∗40=5780KΩ
C n =τn R n =0.0875780∗1000
=0.015∗10−6=0.015μF C on =4T on
R 0=4∗0.0140∗1000=1μF
6） 校核转速超调量
当h=5时，σn =37.6%，不能满足设计要求。

实际上，
由于表中是按线性系统计算的，而突加阶跃给定时，ASR 饱和，不符合线性系统的前提，应该按ASR 退饱和的情况重新计算超调量。

由已知有λ=1.5，R =1Ω，I dN =30A,n N =1430r/min ， C e =0.2206Vmin/r ，T m =2s ，T ∑n =0.0174s ，当h=5时，查表可得
∆C max C b =81.2%，代入式σn=(∆C max
C b
)∆n b
n
=2(∆C max
C b
)（λ−z）
∆n N n T∑n T m
可得σn=2∗81.2%∗1.5∗30∗1∗0.0174
0.2206∗1430∗1
=0.41%<30%能满足设计要求。

七、系统的MATLAB仿真
系统仿真模型图：
转速波形图
电流波形图
在电流上升阶段，由于电动机机械惯性较大，不能立即启动。

此时转速调节器ASR饱和，电流调节器ACR起主要作用。

转速一直上升。

当到达恒流升速阶段时，ASR一直处于饱和状态，转速负反馈不起调节作用，转速环相当于开环状态，系统为恒值电流调节系统。

因此，系统的加速度为恒值，电动机转速呈线性增长直至给定转速。

使系统在最短时间内完成启动。

当转速上升到额定转速时ASR的输入偏差为0，但其输出由于积分作用仍然保持限幅值，这时电流也保持为最大值，导致转速继续上升，出现转速超调。

转速超调后，极性发生了变化，则ASR推出饱和。

其输出电压立即从限幅值下降，主电流也随之下降。

此后，电动机在负载的阻力作用下减速，转速在出现一些小的振荡后很快趋于稳定。

当突加给定负载，由于负载加大，因此转速有所下降，此时经过ASR和ACR的调节作用后，转速又恢复为先前的给定值反映了系统的抗负载能力很强八、设计感想
通过本次课程设计,我学到了很多东西。

我巩固了软件MATLAB 的运用,对一些理论知
识的实际运用有了更深的理解，特别是晶闸管、变压器等元件的综合运用。

我锻炼了独立
思考的能力,对电拖的基础知识和综合运用有了深层的理解，尤其是对带电流截止负反馈
转速单闭环直流调速系统的设计。

总之每一次的实践课实习学
习都是在给我们将来积累经
验，锻炼自主学习，独立思考，综合运用所学知识的能力。

让我最深的体会便是学以致用，要把所学的知识联系起综合运用。

通过本次设计，增加了我对电机控制知识的掌握，更巩固了我的专业课知识，使自己受益匪浅。

九、参考文献
1.陈伯时 .《电力拖动自动控制系统》（第3版）. 机械工业出版社
2.朱仁初.《电力拖动控制系统设计手册》.机械工业出版社
3.周德泽.《电气传动控制系统的设计》.机械工业出版社
4.《电气自动化》杂志
5.《电气传动自动化》杂志
6.《电力电子技术》杂志。