1480-推挽电路在MIC系统中的仿真与应用
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作者简介： 郝晓飞 男，1987年生，北方工业大学机电工程学院，
（1） 输入电压：0-48V; （2） 输入电流: 0-5A （3） 输入最大功率：200W （4） 开关频率：50Khz
2.2 实际电路器件选择 实际电路中器件的选择根据系统设计要求来确
定，首先确定 FUSE,FUSE 主要起到限制输入电流过大 作用，由于本系统输入为一个 PV module，受到自身 光电转换能力影响，电流最大为 5A 左右，所以本设计 中选用一个保险电流值为 6A 的保险管。
高频开关管的确定，在参考文献[1]中，可以得到， 推挽电路的耐压值大约为 2.5 倍的输入电压值，电流 的允许最大值为 5A,选择管子时，最低允许通过电流 不能低于这个数值。另外，我们还要考虑到管子的损 耗问题，我们需要选择一个低导通损耗的管子来保证 再不外加散热情况下，管子可以正常使用，不至于过 热导致系统崩溃。
要求绕组选用的导线小于两倍的穿越深度 2Δ，选用导
线线径为 0.58/0.3mm 的铜漆包线绕制。导线截面积 S 为：
S = π r2 = 0.264mm2 4
S = π r2 = 0.071mm2 4
变压器原边流过的最大电流有效值 I prms 为：
（7） （8）
I prms
= P0(MAX ) Vin(MIN )
K
= S * N * 2 + S * N cu1
S
cu 2
P
= 0.116
W
A
W
（13）
为了减小变压器漏感，要求原副边耦合尽量紧密。
3．推挽控制电路设计 推挽级电路的控制环路设计，旨在满足最大功率
点跟踪（MPPT）,本文对 MPPT 不做过多介绍，只提供 一种控制策略。MIC 系统经过对 PV module 的输入电 压，电流进行采样，计算，得到一个浮动范围较小的 变量基准，本文将此基准假定为一个定值（选择值为 CM240-2 提供的最大功率点电压 44V ）。整个推挽升压 电路的控制电路设计目标为通过控制输入到并网逆变 器的电压值，保证 PV module 时刻保证在最大功率点 附近工作，保证整机输出效率，系统控制框图如图 2， 控制芯片采用 SG3525。
2.1 系统设计要求 对于 MIC 系统的设计，要求满足输入光伏模块的
给定指标，本设计采用的光伏模块为聚光光伏组件 CM240-2，具体参数见表 1,根据给定输入我们来确定 系统的设计要求。
2．推挽主电路设计 本文采用推挽升压结构，因为推挽电路是 PV 模块
接入的第一级电路，在升压级主要做 MPPT 控制，本文 不涉及 MPPT 的控制电路设计，给出的控制基准为一个 电压常数，可自行进行修改。主电路拓扑结构如图 1 所示。
图2
图 3 推挽电路仿真电路 图 4 推挽电路仿真波形
图 2 推挽系统框图
4．推挽电路的仿真分析 根据上文对推挽级升压电路的大致介绍，我们可
以从仿真角度来验证系统可行性，通过对系统进行仿
图 5 推挽输入参数
图 6 输出电压和驱动波形 在系统调试过程中，我们的输入为一个直流稳压 源串联变阻器来模拟 PV modue，对变阻器后面的电压 进行控制，来达到控制这一点输出的功率的目的。通 过推挽电路，把推挽级输出电压升高到足够的高度来 完成下面的并网逆变环节。最后通过简单的功率计算， 可以得到推挽级升压电路的整体效率可以达到 90%以 上。
为降低电路的开关损耗和减小关断瞬间电压尖 峰，可以结合实际情况给电路加上 RC 缓冲电路。
推挽电路中，变压器的设计成功与否直接影响推 挽级电路的工作能力，下面我们来重点介绍推挽电路 中变压器的设计：
（1）确定几个重要参数。高频开关管设计频率为 50Khz；所采用的磁芯材料为 PC40，额定磁通密度选 择 0.6* Bm =0.6*5100=3000G;导线的电流密度根据经 验选择 10A/mm2。
（2）确定磁芯尺寸。根据上一步得到的原始设计 尺寸根据公式可以计算出变压器设计的视在功率容量 为:
由上可知，选择的磁芯尺寸满足设计要求。
（3）确定原副边绕组匝数。设计时，假定最大工
作电压为 50V 来计算。变压器低压侧绕组匝数 NP
为：
NP
=
Kf
VINMAX * fS * Bm * Ae
= 6.56
图 1 推挽电路主电路拓扑
北京市中青年骨干人才培养计划项目 PHR201008185
测试条件 电气特性
表 1 CM240-2 参数
850W/m2，20℃
Eff=27.5% Voc=48.91V Isc=5.16A Imp=4.41A Vmp=44.86V
Pm=200W FF=80.4%
1000W/m2，25℃
关键词 AC module, 推挽升压,PV 模块
Abstract: With the rapid development of photovoltaic, how to improve the overall power generation efficiency of the PV inverter is widespread concern. In this paper, based on a grid-connected module integrated converter (AC module), its main advantage lies in the power generation efficiency can be greatly improved. It controls each PV module. We needn’t consider the interaction between each PV module. It can guarantee the maximum power output of every PV module. This article describes the push-pull high boost circuit principle, through simulation of the circuit, give the actual circuit and debug results. It concludes that the experimental results meet design requirements, and can provide a sufficiently high DC voltage for the next circuit.
Eff=28.1% Voc=48.95V Isc=6.07A Imp=5.33A Vmp=44.69V
P *106 2η fS Bmδ Km Kc
= 0.185
（1）
其中，P -- 系统设计最大功率
η -- 变压器的工作效率
KM -- 窗口铜的填充系数 KC -- 铁氧体的铁芯填充系数 选取合适的磁芯尺寸，使其功率容量乘积满足设计要
（3）
取整选择 7 匝。其中 K f 为波形系数，正弦波为 4.4，
方波为 4。
变压器副边所需的最小电压VS min 为：
VS min
= V0
+ VD + VL0 δsec max
= 440V
（4）
其中，VS min -- 变压器副边所需最小电压 VD -- 输出整流二极管通态压降 VL0 -- 电感铜损带来的直流压降 δsecmax -- 最大占空比，取 0.8
Keywords: AC module push-pull PV module
1．前言 随着电力电子在光伏发电行业得到越来越广泛的
应用，光伏逆变器得到了快速的发展。目前，光伏逆 变器正朝着小型化、智能化和模块化的方向发展。在 此基础上，我们准备做一个 MIC(Module Integrated Converter)系统,该系统是建立在单个 PV 模块上的逆 变器，解决了 MPPT 的难控制问题，不存在多模块串并 联的功率严重损失问题，在国外得到了广泛的关注和 发展。本论文主要介绍整套系统中的前级升压电路， 主电路拓扑使用推挽升压，控制芯片选用 SG3525。
=5
（9）
其中， P0(max) -- PV module 输出最大功率 Vin(MIN ) -- PV module 输入最小电压
副边采用没有中间抽头的变压器，即用一组副边绕组，
构成全桥整流，每组副边的电流最大有效值 Isrms 为：
Isrms =
p0(max)
= 0.402
2 *δsec V max SMIN
求。查表可知，选择 EE40，其功率容量乘积为：
Aw * Ae = 1.73*1.27 = 2.197 > 0.185 （2）
PV module 输出为一个直流的电压与电流，介于 输入电压过低，我们必须对 PV 输出电压进行升压以满 足并网要求，同时还要考虑在器件选择上对耐压，最 大电流的承受能力。从上表可以得到，系统的设计指 标范围如下：
（10）
取电流密度为 5A/mm2，可分别计算出原副边的导线截
面积
Scu1 =
I prms j
= 5 = 1mm2 5
（11）
Scu 2
=
I srms j
=
0.402 5
= 0.08mm2
（12）
因此，原边绕组的股数为
K1
=
1 0.264
= 3.788
，选用 4
股 0.58mm 漆包线，副边同理可得，选用单股 0.3mm 漆
包线。
（5） 校验铁芯窗口系数。
真，确定系统可行性，并调整具体参数，为实验平台 的建立打下坚实的基础，仿真文件如图 3 示，仿真结 果如图 4，由仿真结果可以得出结论，设计可以满足 要求，PV module 输入电压被控制在 MPPT 附近，输出 级电压可以升高到高于电网峰值电压的一个合理数 值。
5．实验结果 通过上述分析和仿真结果，我们搭建一个具体的
6．总结 以上分析了并网型 MIC 系统前级升压电路，全文
指出设计电路的各个重要环节需注意的问题。器件选 型需要在给定的范围进行选择，超出范围将造成系统 烧毁。通过对推挽级系统进行闭环仿真，验证其可实 现性，并给下一步的具体实验平台搭建创造良好的条 件，最后给出设计波形。随着全世界能源短缺的不断 恶化，光伏将起到越来越重要的作用。小型化，模块 化是光伏未来的发展方向。并网型 MIC 系统以后必将 在光伏市场上占据重要的地位。
推挽电路在并网型 MIC 系统中的仿真与应用
张卫平 郝晓飞 毛鹏 关晓菡 北方工业大学绿色电源实验室，北京 100144
Email：289971843@
摘 要 随着光伏产业的高速发展，如何提高光伏逆变器的整体发电效率被广泛关注。本文主要基于一种并网型小模块 集成逆变器（AC module），其主要优势主要在于发电效率可以得到很大的提高。它对每一个 PV 模块进行控制，可以不用考 虑每一个 PV 模块之间的相互影响，可以保证每一个 PV 模块输出最大的功率。本文介绍了一种由推挽构成的前级高倍升压电 路，并且对原理进行分析，对电路就行仿真，并给出实际电路和调试结果。最后得出的实验结果符合设计要求，可以为后级 逆变提供足够高的直流电压。
变压器变比n1 为：
n1
=
VINMIN VSMIN
= 30 = 0.068 440
（5）
副边绕组匝数计算可得，为 102.9，取整为 103 匝。 （4）原副边绕组确定。考虑到集肤效应，一般要
求导线线径（直径）小于两倍穿越深度 ：
Δ=
2 = 0.296mm
2π f μγ
（6）
其中，μ --导体磁通率 γ --导体电导率
参考文献
[1] Abraham I. Pressman.王志强译.开关电源设计（第二 版）.北京：电子工业出版社，2005.9；
[2] 李桂丹，毕志军，高素玲.一种基于 PWM 的推挽式开关 电源的研究.电源世界.2008,(12)；
[3] 刘伟涵.600W 28VDC/360VDC 推挽正激变换器的研制和 偏磁研究.南京航空航天大学.2006
电路板，电路器件完全根据上述计算和分析选择，实 验波形如图所示。
在调试过程中，我们首先对控制电路进行调试， 验证控制环路是否有效，此时应对输出电压进行控制， 占空比输出最大则控制电路可以正常工作，之后再接 成我们上文提到的控制策略，验证我们系统主电路与 控制电路的有效性。图 5 为输入电压电流参数,图 6 为 输出电压和驱动波形。
（1） 输入电压：0-48V; （2） 输入电流: 0-5A （3） 输入最大功率：200W （4） 开关频率：50Khz
2.2 实际电路器件选择 实际电路中器件的选择根据系统设计要求来确
定，首先确定 FUSE,FUSE 主要起到限制输入电流过大 作用，由于本系统输入为一个 PV module，受到自身 光电转换能力影响，电流最大为 5A 左右，所以本设计 中选用一个保险电流值为 6A 的保险管。
高频开关管的确定，在参考文献[1]中，可以得到， 推挽电路的耐压值大约为 2.5 倍的输入电压值，电流 的允许最大值为 5A,选择管子时，最低允许通过电流 不能低于这个数值。另外，我们还要考虑到管子的损 耗问题，我们需要选择一个低导通损耗的管子来保证 再不外加散热情况下，管子可以正常使用，不至于过 热导致系统崩溃。
要求绕组选用的导线小于两倍的穿越深度 2Δ，选用导
线线径为 0.58/0.3mm 的铜漆包线绕制。导线截面积 S 为：
S = π r2 = 0.264mm2 4
S = π r2 = 0.071mm2 4
变压器原边流过的最大电流有效值 I prms 为：
（7） （8）
I prms
= P0(MAX ) Vin(MIN )
K
= S * N * 2 + S * N cu1
S
cu 2
P
= 0.116
W
A
W
（13）
为了减小变压器漏感，要求原副边耦合尽量紧密。
3．推挽控制电路设计 推挽级电路的控制环路设计，旨在满足最大功率
点跟踪（MPPT）,本文对 MPPT 不做过多介绍，只提供 一种控制策略。MIC 系统经过对 PV module 的输入电 压，电流进行采样，计算，得到一个浮动范围较小的 变量基准，本文将此基准假定为一个定值（选择值为 CM240-2 提供的最大功率点电压 44V ）。整个推挽升压 电路的控制电路设计目标为通过控制输入到并网逆变 器的电压值，保证 PV module 时刻保证在最大功率点 附近工作，保证整机输出效率，系统控制框图如图 2， 控制芯片采用 SG3525。
2.1 系统设计要求 对于 MIC 系统的设计，要求满足输入光伏模块的
给定指标，本设计采用的光伏模块为聚光光伏组件 CM240-2，具体参数见表 1,根据给定输入我们来确定 系统的设计要求。
2．推挽主电路设计 本文采用推挽升压结构，因为推挽电路是 PV 模块
接入的第一级电路，在升压级主要做 MPPT 控制，本文 不涉及 MPPT 的控制电路设计，给出的控制基准为一个 电压常数，可自行进行修改。主电路拓扑结构如图 1 所示。
图2
图 3 推挽电路仿真电路 图 4 推挽电路仿真波形
图 2 推挽系统框图
4．推挽电路的仿真分析 根据上文对推挽级升压电路的大致介绍，我们可
以从仿真角度来验证系统可行性，通过对系统进行仿
图 5 推挽输入参数
图 6 输出电压和驱动波形 在系统调试过程中，我们的输入为一个直流稳压 源串联变阻器来模拟 PV modue，对变阻器后面的电压 进行控制，来达到控制这一点输出的功率的目的。通 过推挽电路，把推挽级输出电压升高到足够的高度来 完成下面的并网逆变环节。最后通过简单的功率计算， 可以得到推挽级升压电路的整体效率可以达到 90%以 上。
为降低电路的开关损耗和减小关断瞬间电压尖 峰，可以结合实际情况给电路加上 RC 缓冲电路。
推挽电路中，变压器的设计成功与否直接影响推 挽级电路的工作能力，下面我们来重点介绍推挽电路 中变压器的设计：
（1）确定几个重要参数。高频开关管设计频率为 50Khz；所采用的磁芯材料为 PC40，额定磁通密度选 择 0.6* Bm =0.6*5100=3000G;导线的电流密度根据经 验选择 10A/mm2。
（2）确定磁芯尺寸。根据上一步得到的原始设计 尺寸根据公式可以计算出变压器设计的视在功率容量 为:
由上可知，选择的磁芯尺寸满足设计要求。
（3）确定原副边绕组匝数。设计时，假定最大工
作电压为 50V 来计算。变压器低压侧绕组匝数 NP
为：
NP
=
Kf
VINMAX * fS * Bm * Ae
= 6.56
图 1 推挽电路主电路拓扑
北京市中青年骨干人才培养计划项目 PHR201008185
测试条件 电气特性
表 1 CM240-2 参数
850W/m2，20℃
Eff=27.5% Voc=48.91V Isc=5.16A Imp=4.41A Vmp=44.86V
Pm=200W FF=80.4%
1000W/m2，25℃
关键词 AC module, 推挽升压,PV 模块
Abstract: With the rapid development of photovoltaic, how to improve the overall power generation efficiency of the PV inverter is widespread concern. In this paper, based on a grid-connected module integrated converter (AC module), its main advantage lies in the power generation efficiency can be greatly improved. It controls each PV module. We needn’t consider the interaction between each PV module. It can guarantee the maximum power output of every PV module. This article describes the push-pull high boost circuit principle, through simulation of the circuit, give the actual circuit and debug results. It concludes that the experimental results meet design requirements, and can provide a sufficiently high DC voltage for the next circuit.
Eff=28.1% Voc=48.95V Isc=6.07A Imp=5.33A Vmp=44.69V
P *106 2η fS Bmδ Km Kc
= 0.185
（1）
其中，P -- 系统设计最大功率
η -- 变压器的工作效率
KM -- 窗口铜的填充系数 KC -- 铁氧体的铁芯填充系数 选取合适的磁芯尺寸，使其功率容量乘积满足设计要
（3）
取整选择 7 匝。其中 K f 为波形系数，正弦波为 4.4，
方波为 4。
变压器副边所需的最小电压VS min 为：
VS min
= V0
+ VD + VL0 δsec max
= 440V
（4）
其中，VS min -- 变压器副边所需最小电压 VD -- 输出整流二极管通态压降 VL0 -- 电感铜损带来的直流压降 δsecmax -- 最大占空比，取 0.8
Keywords: AC module push-pull PV module
1．前言 随着电力电子在光伏发电行业得到越来越广泛的
应用，光伏逆变器得到了快速的发展。目前，光伏逆 变器正朝着小型化、智能化和模块化的方向发展。在 此基础上，我们准备做一个 MIC(Module Integrated Converter)系统,该系统是建立在单个 PV 模块上的逆 变器，解决了 MPPT 的难控制问题，不存在多模块串并 联的功率严重损失问题，在国外得到了广泛的关注和 发展。本论文主要介绍整套系统中的前级升压电路， 主电路拓扑使用推挽升压，控制芯片选用 SG3525。
=5
（9）
其中， P0(max) -- PV module 输出最大功率 Vin(MIN ) -- PV module 输入最小电压
副边采用没有中间抽头的变压器，即用一组副边绕组，
构成全桥整流，每组副边的电流最大有效值 Isrms 为：
Isrms =
p0(max)
= 0.402
2 *δsec V max SMIN
求。查表可知，选择 EE40，其功率容量乘积为：
Aw * Ae = 1.73*1.27 = 2.197 > 0.185 （2）
PV module 输出为一个直流的电压与电流，介于 输入电压过低，我们必须对 PV 输出电压进行升压以满 足并网要求，同时还要考虑在器件选择上对耐压，最 大电流的承受能力。从上表可以得到，系统的设计指 标范围如下：
（10）
取电流密度为 5A/mm2，可分别计算出原副边的导线截
面积
Scu1 =
I prms j
= 5 = 1mm2 5
（11）
Scu 2
=
I srms j
=
0.402 5
= 0.08mm2
（12）
因此，原边绕组的股数为
K1
=
1 0.264
= 3.788
，选用 4
股 0.58mm 漆包线，副边同理可得，选用单股 0.3mm 漆
包线。
（5） 校验铁芯窗口系数。
真，确定系统可行性，并调整具体参数，为实验平台 的建立打下坚实的基础，仿真文件如图 3 示，仿真结 果如图 4，由仿真结果可以得出结论，设计可以满足 要求，PV module 输入电压被控制在 MPPT 附近，输出 级电压可以升高到高于电网峰值电压的一个合理数 值。
5．实验结果 通过上述分析和仿真结果，我们搭建一个具体的
6．总结 以上分析了并网型 MIC 系统前级升压电路，全文
指出设计电路的各个重要环节需注意的问题。器件选 型需要在给定的范围进行选择，超出范围将造成系统 烧毁。通过对推挽级系统进行闭环仿真，验证其可实 现性，并给下一步的具体实验平台搭建创造良好的条 件，最后给出设计波形。随着全世界能源短缺的不断 恶化，光伏将起到越来越重要的作用。小型化，模块 化是光伏未来的发展方向。并网型 MIC 系统以后必将 在光伏市场上占据重要的地位。
推挽电路在并网型 MIC 系统中的仿真与应用
张卫平 郝晓飞 毛鹏 关晓菡 北方工业大学绿色电源实验室，北京 100144
Email：289971843@
摘 要 随着光伏产业的高速发展，如何提高光伏逆变器的整体发电效率被广泛关注。本文主要基于一种并网型小模块 集成逆变器（AC module），其主要优势主要在于发电效率可以得到很大的提高。它对每一个 PV 模块进行控制，可以不用考 虑每一个 PV 模块之间的相互影响，可以保证每一个 PV 模块输出最大的功率。本文介绍了一种由推挽构成的前级高倍升压电 路，并且对原理进行分析，对电路就行仿真，并给出实际电路和调试结果。最后得出的实验结果符合设计要求，可以为后级 逆变提供足够高的直流电压。
变压器变比n1 为：
n1
=
VINMIN VSMIN
= 30 = 0.068 440
（5）
副边绕组匝数计算可得，为 102.9，取整为 103 匝。 （4）原副边绕组确定。考虑到集肤效应，一般要
求导线线径（直径）小于两倍穿越深度 ：
Δ=
2 = 0.296mm
2π f μγ
（6）
其中，μ --导体磁通率 γ --导体电导率
参考文献
[1] Abraham I. Pressman.王志强译.开关电源设计（第二 版）.北京：电子工业出版社，2005.9；
[2] 李桂丹，毕志军，高素玲.一种基于 PWM 的推挽式开关 电源的研究.电源世界.2008,(12)；
[3] 刘伟涵.600W 28VDC/360VDC 推挽正激变换器的研制和 偏磁研究.南京航空航天大学.2006
电路板，电路器件完全根据上述计算和分析选择，实 验波形如图所示。
在调试过程中，我们首先对控制电路进行调试， 验证控制环路是否有效，此时应对输出电压进行控制， 占空比输出最大则控制电路可以正常工作，之后再接 成我们上文提到的控制策略，验证我们系统主电路与 控制电路的有效性。图 5 为输入电压电流参数,图 6 为 输出电压和驱动波形。