连续电流模式反激变压器的设计

不同模式下反激变压器的设计原则

不同模式下反激变压器的设计原则反激变压器是开关电源中常用的一种拓扑结构，具有简单、高效、低成本等优点。

在不同的工作模式下，反激变压器的设计原则也会有所不同。

以下将从不同模式下反激变压器的设计原则进行详细阐述。

一、引言随着电力电子技术的快速发展，开关电源作为一种高效、节能的电源供应方式，在各个领域得到了广泛应用。

反激变压器作为开关电源中的核心部件，其设计的好坏直接影响到开关电源的性能和稳定性。

因此，掌握不同模式下反激变压器的设计原则对于提高开关电源的性能具有重要意义。

二、连续模式（CCM）下反激变压器的设计原则1. 输入电压范围在设计连续模式下的反激变压器时，首先需要确定输入电压的范围。

输入电压的变化将直接影响到变压器的匝数比和磁通密度等参数。

为了保证变压器的正常工作，需要合理选择变压器的匝数比和磁芯尺寸，以适应输入电压的变化。

2. 输出功率和效率输出功率和效率是开关电源的重要性能指标。

在设计连续模式下的反激变压器时，需要根据输出功率和效率的要求，合理选择变压器的导线截面积、匝数比和磁芯材料等参数。

同时，还需要优化变压器的磁路设计和散热设计，以降低磁芯损耗和线圈损耗，提高变压器的效率。

3. 绝缘和耐压绝缘和耐压是开关电源安全性的重要保障。

在设计连续模式下的反激变压器时，需要考虑变压器原副边之间的绝缘距离和耐压等级。

为了保证变压器的绝缘性能，需要采用合适的绝缘材料和工艺，确保变压器在高压下的安全运行。

三、断续模式（DCM）下反激变压器的设计原则1. 输入电压和输出电压范围在断续模式下，反激变压器的输入电压和输出电压范围对变压器的设计具有重要影响。

为了保证变压器的正常工作，需要合理选择变压器的匝数比和磁芯尺寸，以适应输入电压和输出电压的变化。

同时，还需要考虑输出电压的纹波和稳定性要求，选择合适的滤波电容和电感等元件。

2. 峰值电流和平均电流在断续模式下，反激变压器的峰值电流和平均电流是设计的关键参数。

变压器的设计步骤和计算公式

并且不是所有的能量都通过该气隙进行传递。少量的能源储存在绕组内和绕组之间，
这部分能量被称为变压器漏感。
开关断开后，漏感能量不会传递到次级，而是在变压器初级绕组和开关之间产生高压
尖峰。此外，还会在断开的开关和初级绕组的等效电容与变压器的漏感之间，产生高
频振铃如果该尖峰的峰值电压超过开关元件(通常为功率MOSFET)的击穿电压，就会导
流对漏极电容充电(图3a)。当初级绕组电压达到由变压器匝数所定义的反射输出电压
(VOR)时，次级二极管关断，励磁能量传递到次级。漏感能量继续对变压器和漏极电容
充电，直到初级绕组电压等于箝位电容电压，此时，阻断二极管导通，漏感能量被转
移到箝位电容(图4a)。经由电容吸收的充电电流将漏
极节点峰值电压箝位到VIN(MAX)+VC(MAX)。漏感能量完全转移后，阻断二极管关断，
C
其它型号磁芯估算MLT可依此方法类推。
2）按下试计算各绕组铜损
Pcu = (Nn × MLT × R n ) × In2
式中：Pcun --第n绕组铜损，单位为瓦
Nn ---- 第n绕组匝数，单位为匝
MLT ---均绕组长度，单位为m
Rn ---- 第n绕组导线每米长电阻，单位为Ω；
In2 ---第n绕组额定电流，单位为A；
C0 =
I OUT (max )
f min ×V 纹波(max )
一、变压器的设计步骤和计算公式
1.1 变压器的技术要求:
V
输入电压范围；
输出电压和电流值；
输出电压精度；
效率ηη；
磁芯型号；
工作频率f；
最大导通占空比Dmax；
最大工作磁通密度Bmax;
其它要求。

反激变压器设计实例

反激变压器设计实例设计一个反激变压器是一个非常复杂的工程，需要考虑许多因素，包括输入电压、输出电压、功率需求、电流负载、转换效率等。

在这里，我将给出一个反激变压器的设计实例，以帮助你更好地理解。

假设我们需要设计一个输入电压为220V，输出电压为12V的反激变压器，功率需求为60W。

首先，我们需要确定变压器的转换比。

转换比可以通过输出电压和输入电压的比值来确定。

在本例中，转换比为12V/220V，即0.0545接下来，我们需要确定主电压边（Primary Side）的匝数。

主电压边上的匝数决定了变压器的转化比。

然后，我们需要确定次电压边（Secondary Side）的匝数。

次电压边的匝数通过主电压边的匝数和转换比来计算。

在本例中，次电压边的匝数为1000*0.0545，约为54.5、为了简化设计，可以选择将次电压边的匝数设定为55接下来，我们需要根据功率需求来确定变压器的尺寸。

功率可以通过输入电压和电流来计算。

在本例中，输入电压为220V，功率为60W，那么电流为60W/220V，约为0.27A。

然后，我们可以根据电流负载来确定导线截面积。

在本例中，电流为0.27A，我们可以选择导线截面积为0.5mm²。

接下来，我们需要计算主电压边的绕线长度。

主电压边的绕线长度可以通过主电压边的匝数和导线的长度来计算。

在本例中，主电压边的匝数为1000，并且我们选择导线长度为2m，那么主电压边的绕线长度为1000*2m，约为2000m。

然后，我们需要计算次电压边的绕线长度。

次电压边的绕线长度可以通过次电压边的匝数和导线的长度来计算。

在本例中，次电压边的匝数为55，并且我们选择导线长度为2m，那么次电压边的绕线长度为55*2m，约为110m。

接下来，我们需要计算变压器的转换效率。

转换效率可以通过输出功率和输入功率来计算。

在本例中，输出功率为60W，输入功率可以通过输入电压和电流来计算，即220V*0.27A，约为59.4W。

反激变压器 ccm模式次级电流计算公式

反激变压器 ccm模式次级电流计算公式
反激变压器 CCM 模式次级电流计算公式
反激变压器常用于电源供应器、逆变器等电路中，其次级电流计算是设计中的关键问题。

在连续导通模式（CCM）下，可以使用以下公式计算反激变压器次级电流：
Iout = (Vin - Vout) × D / (L × f)
其中：
- Iout 是反激变压器的次级电流，单位为安培（A）；
- Vin 是输入电压，单位为伏特（V）；
- Vout 是输出电压，单位为伏特（V）；
- D 是开关器件的占空比，取值范围在 0 到 1 之间；
- L 是反激变压器的次级电感，单位为亨利（H）；
- f 是开关频率，单位为赫兹（Hz）。

需要注意的是，在计算次级电流之前，开关器件的占空比必须是已知的，可以根据具体设计要求确定。

此外，反激变压器的次级电感和开关频率也是设计中需要确定的参数。

以上公式是在连续导通模式下使用的，如果反激变压器处于不连续导通模式（DCM）下，计算公式将有所区别。

在实际设计中，还应考虑到各种损耗和电源的稳定性，进行综合分析和优化。

总之，反激变压器CCM 模式次级电流的计算公式是基于输入电压、输出电压、开关器件的占空比、次级电感以及开关频率的关系。

通过正确使用这个公式，可以在设计中准确计算反激变压器的次级电流，从而满足电路的要求。

电流模式控制反激变换器反馈环路的设计

电流模式控制反激变换器反馈环路的设计
一、引言
电流模式控制（CMC）是一种新型的控制技术，越来越多地应用于调节系统。

它一般用于控制半导体变换器，例如反激变换器，称为电流模式控制反激变换器（CMC-M）。

CMC-M具有一定的优势，如精确控制、稳定性好、宽调节范围和低纹波等。

但是，由于反激变换器的结构，CMC-M的反馈环路设计非常重要，而且很多因素需要考虑，如反馈环路延迟、负载变化、快速反应和频率响应等。

因此，在CMC-M中，反馈环路的设计工作是重中之重。

本文旨在探讨电流模式控制反激变换器反馈环路的设计。

二、反馈环路延迟
由于CMC-M的控制结构，反馈环路延迟是一个重要问题，影响变换器的稳定性以及调节器的性能。

一般来说，存在反馈延迟会导致控制系统失去稳定。

因此，在实际的应用中，需要减小反馈延迟，以保证CMC-M系统的稳定。

反馈延迟主要取决于反馈环路器件的选择，一般来说，使用低延迟的放大器能够减小反馈延迟，从而提高系统的稳定性。

另外，还可以使用回路增益降低反馈环路延迟，确保系统的稳定性。

三、负载变化
在CMC-M系统中，负载变化也是一个重要因素，它会影响变换器的性能。

反激式电源变压器设计(DCM断续式)

反激式电源变压器设计峰值电流：IP=2PO/Uin*Dmax*η单位；APO：输出功率。

Uin：最小直流输入电压。

Dmax：最大占空比。

一般为0.45.η：效率。

一次侧电感量：LP= (Vin*Dmax)^2/2*Pin*Fs*Krf 单位；HDcm: Krf=1 CCM: Krf=0.3-0.5一次侧匝数：NP=100*IP*LP/ BM *AEAE：平方厘米BM：高斯LP：UHIP: A二次侧匝数：NS=NP*（UO+UF）/URUR=UIN*DMAX/1-DMAXUO：输出电压。

UF：输出二极管压降。

UR；反射电压。

DMAX：最大占空比。

一般为0.45反馈匝数：NV=NS*（UV+UFV）/（VO+VF）NV：反馈圈数NS：次级圈数UV：反馈电压。

UFV：反馈二极管压降磁芯气隙：LG={（0.4/3.14）*IP*NP}/BMLG：磁路气隙，单位：CM。

BM：最大磁感应强度；单位：MT。

一次侧电流有效值：IPRMS=IP*√DMAX/3二次侧电流有效值：IPRMS=（2*IO/1-DMAX）*√DMA X/3最大磁通密度：BM=100*IP*LP/NP*AEAE：平方厘米BM：高斯LP：UHIP；安倍1特期拉=1000 毫特斯拉=10000高斯初级线径：OD=L*（BW-2*M）/NPL：初级层数BW：骨架宽度MMM：安全边距MM有效骨架宽度：BE=D*（B-2M）D=层数B=骨架宽度单位：MM导线外径DPM：DPM=BE/NP 单位；MM导线电流验证：J= 1.28*IRMS/DPM^2IRMS=有效值电流（Ａ）DPM=无绝缘线外径（MM）。

反激式开关电源变压器的设计方法

反激式开关电源变压器的设计方法反激式开关电源变压器是一种常用于电子设备中的高效率、高频率开关电源变压器。

其设计方法包括了选择合适的变压器参数、计算变压器工作状态、考虑磁芯损耗和温升等方面。

下面将详细介绍反激式开关电源变压器的设计步骤。

首先，确定设计目标和性能要求。

根据所需的输入和输出电压和电流，确定变压器的额定功率和输出功率。

同时，考虑变压器的体积限制以及可用的材料，进行适当的权衡。

第二步是选择磁芯材料。

磁芯的选择对于反激式开关电源变压器来说非常重要，因为磁芯的性能直接影响着变压器的效率和工作频率。

常见的磁芯材料包括铁氧体和软磁合金等，可以根据具体的应用需求和成本进行选择。

第三步是计算变压器的主要参数。

包括主磁链感应系数、匝数比、实际绕组电压和电流等。

根据设计目标和性能要求，以及选择的磁芯材料，可以通过一系列公式和计算来决定这些参数。

第四步是进行磁芯损耗和温升的估算。

反激式开关电源变压器在工作过程中会产生磁芯损耗和温升。

这些损耗会导致变压器的效率下降，甚至导致变压器无法正常工作。

因此，需要根据具体的磁芯材料和使用条件，进行损耗和温升的估算。

第五步是进行变压器的绕组设计。

根据变压器的参数和工作状态，设计变压器的绕组结构和匝数。

通过合理设计绕组，可以提高变压器的效率和性能。

第六步是进行变压器的线径选择和导线布局。

根据所需的电流和损耗，选择合适的线径，并进行合理的导线布局，以提高变压器的效率和散热性能。

最后一步是进行变压器的实际制造和测试。

根据设计图纸和规格要求进行变压器的实际制造，并通过测试来验证设计的正确性和性能。

总之，反激式开关电源变压器的设计是一个复杂的过程，需要考虑多个因素的综合影响。

通过合理选择磁芯材料、计算变压器参数、评估磁芯损耗和温升等步骤，可以设计出性能良好、效率高的变压器。

反激变压器设计实例

反激变压器设计实例首先，需要确定输出功率。

假设需要输出功率为50W，根据功率平衡关系可知，输入功率和输出功率之间满足关系：输入功率=输出功率/效率。

假设效率为80%，则输入功率为62.5W。

接下来，需要确定工作频率。

工作频率是根据具体应用场景和电子元器件选择而定。

在一般应用中，常用的工作频率为20kHz-200kHz。

本文选择工作频率为50kHz。

根据输入功率和工作频率，可以确定变压器的整流磁链。

整流磁链的计算公式为：Bac = (2*P)/(f*Ae)，其中Bac为整流磁链，P为输入功率，f为工作频率，Ae为有效磁路面积。

根据公式计算，整流磁链为0.25T。

接下来，需要确定变压器的变比。

变比是根据输入和输出电压之间的关系来确定的。

根据输入电压和输出电压的比值，可以确定变压器的变比。

本文选择输入电压为220V，输出电压为12V，变比为18.33然后，需要确定变压器的初始工作条件。

变压器在初始工作条件下需要满足一些性能指标，包括工作电流、磁通密度、差动感应电势等。

根据这些指标可以确定变压器的铁芯截面积和匝数。

在本文的实例中，输入电压为220V，输出电压为12V，变比为18.33，因此输入电流为0.28A，输出电流为4.34A。

根据输出电流和工作频率可以确定匝数。

根据变压器的铁芯材料和工作磁通密度，可以确定变压器的铁芯截面积。

最后，需要进行变压器的检验和调试。

对于反激变压器的设计，主要检验电路是否稳定、变压器的各项指标是否达标。

可以通过调试和测量来验证设计的正确性。

常见的检验和调试项目包括输出电压稳定性、效率、输入电流波形、输出电流波形等。

以上是一个反激变压器的设计实例。

设计反激变压器需要考虑各种因素，包括输入功率、输出功率、输入和输出电压、工作频率等。

通过合理的设计和调试，可以保证反激变压器的性能指标和稳定性，满足具体的应用要求。

两路输出连续电流模式反激变压器设计

本文重点讨论 CCM 模式变压器的设计。
二.反激式变换器(Flyback Converter)的工作原理
1).反激式变换器的电路结构如图一.
2).图二显示导通期间初级电流波形和励磁曲线。
图三显示截止期间次级电流波形和去磁曲线。
T1 D1
V1
Vdc Cbus
PWM 控制电路
C1
Np
Ns1
Ns2
Q1
线圈电流 Ip 可以表示为:
ip(t) 1
Ton
Udc *dt
Lp 0
Vdc=Lp*dip/dt
此时变压器磁芯之磁通密度会从剩磁 Br 增加到工作峰值 Bw.
当 Q1 截止时, 次级电流波形,去磁曲线如图三
Is1
Is2
B
t
Bs
Ton Toff=(1-D)*T
Bw
Br
图三
H
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一.序言
反激式变换器以其电路结构简单,成本低廉广泛应用于 150W 之内的中、
小功率电源以及各种电源适配器。
CCM 模式下：反激变压器初级电流有直流 Ip1初始值和励磁电流⊿Ip 组成，
终值为 Ip2= Ip1+⊿I。⊿Ip 能量传给负载，直流 Ip1 不能给负载传递能量。
Ip1/Ip2 之比变压器自动调节在 1/3。Is 是次级电流的t=Pout1+Pout2=85W
如图四,设 k Ip1 励磁电流初值比励磁电流终值
Ip
Ip2
ip (t )
Ip2 Ip1 Ton
t
Ip1
（1）
Ip2
Ton
Uin(min) *ip(t)dt
Pout
*T

ccm模式反激变压器计算

ccm模式反激变压器计算CCM模式反激变压器是一种常见的电力电子变压器，也被广泛应用于电力系统中。

它的设计和计算对于保证电力传输的稳定性和高效性具有重要意义。

本文将介绍CCM模式反激变压器的基本原理和计算方法。

我们来了解一下CCM模式反激变压器的基本原理。

CCM模式，即连续导通模式（Continuous Conduction Mode），是指变压器的磁场在整个工作周期内都保持连续导通的状态。

而反激变压器则是指在工作过程中，变压器的磁场能量会周期性地被释放和吸收。

CCM模式反激变压器通过合理控制开关管的通断时间，实现电能的高效转换。

在计算CCM模式反激变压器的参数时，首先需要确定变压器的额定功率和输入输出电压。

额定功率是指变压器在设计工作条件下所能承载的最大功率。

输入输出电压则是指变压器的输入端和输出端的电压。

根据这些参数，可以进一步计算出变压器的额定电流和额定频率。

接下来，我们需要计算变压器的变比和匝数。

变比是指输入电压与输出电压之间的比值，可以根据输入输出电压的值来计算。

匝数则是指变压器的输入线圈和输出线圈的匝数，可以通过变比和输入线圈的匝数来计算。

在计算变压器的匝数时，需要注意线圈的绕组方式和磁芯的材料。

绕组方式有串联和并联两种，根据实际情况选择合适的绕组方式。

而磁芯的材料则会影响变压器的磁导率和损耗，需要选择合适的材料来提高变压器的效率。

还需要计算变压器的损耗和效率。

损耗是指变压器在工作过程中由于电阻、涡流和剩磁等因素引起的能量损失。

效率则是指变压器输出功率与输入功率之间的比值，可以通过计算损耗和输出功率来得到。

在计算过程中，需要考虑变压器的额定工作条件和安全系数。

额定工作条件是指变压器在设计工作条件下所能承受的最大电流和温度。

安全系数是指在设计过程中考虑到不确定因素所设置的保护值，通常为额定值的1.2倍。

CCM模式反激变压器的计算涉及到额定功率、输入输出电压、变比、匝数、损耗和效率等参数。

反激电源变压器设计

反激电源变压器设计一、变压器参数的选择反激电源变压器的核心参数包括输入电压、输出电压、输出功率和工作频率。

在设计反激电源变压器时，首先要确定输入电压和输出电压的数值，通常可以根据电子设备的需求进行选择。

然后，根据输出功率计算变压器的功率大小，一般情况下可以按照变压器的负载能力来选择。

最后，确定工作频率，一般常用的工作频率有50Hz和60Hz两种，可以根据具体的应用需求来选择。

二、绕线的计算1.确定绕组的匝数比反激电源变压器通常是多绕组变压器，其中包括输入绕组、输出绕组和反馈绕组。

输入绕组的匝数Np从输入电压和功率的关系中可以计算得到，公式为Np = Vin * Iin / P，其中Vin表示输入电压，Iin表示输入电流，P表示输出功率。

输出绕组的匝数Ns可以由输出电压和功率的关系计算得到，公式为Ns = Vout * Iout / P，其中Vout表示输出电压，Iout表示输出电流，P表示输出功率。

反馈绕组的匝数Nf可以根据设计需求确定，通常取决于反馈网络的设计。

2.计算绕组的截面积绕制反激电源变压器时需要考虑绕组的电流和电阻损耗。

根据电流密度J，可以计算出绕组的截面积A，公式为A=I/J，其中I为电流密度，J为截面积。

电流密度的取值可以根据设计经验或者具体的应用需求来确定。

另外，要考虑绕组的电阻损耗，可以通过计算电阻来确定。

3.确定绕组的材料反激电源变压器的绕组通常采用铜导线，因为铜导线有较好的导电性能和热稳定性。

在选择铜导线时，要考虑导线的直径、长度和截面积等参数，同时还要根据绕组的电流来选择合适的导线规格，以保证导线能够承受相应的电流负荷。

三、设计注意事项1.绕制绕组时要注意匝数的计算和绕线的排列方式，以保证绕组的结构紧凑和电感性能的稳定。

2.反激电源变压器中会产生电磁干扰，因此在设计时要合理布局绕组，减小磁感应强度的泄漏。

3.反激电源变压器的绕组要用绝缘材料进行绝缘处理，以避免电气短路和绝缘击穿现象的发生。

CCM模式反激变压器的设计

CCM连续电流模式反激变压器的设计一. 序言反激式变换器以其电路结构简单,成本低廉而深受广大开发工程师的喜爱,它特别适合小功率电源以及各种电源适配器.但是反激式变换器的设计难点是变压器的设计,因为输入电压范围宽,特别是在低输入电压,满负载条件下变压器会工作在连续电流模式(CCM),而在高输入电压,轻负载条件下变压器又会工作在不连续电流模式(DCM);另外关于CCM模式反激变压器设计的论述文章极少,在大多数开关电源技术书籍的论述中, 反激变压器的设计均按完全能量传递方式(DCM模式)或临界模式来计算,但这样的设计并未真实反映反激变压器的实际工作情况,变压器的工作状态可能不是最佳.因此结合本人的实际调试经验和心得,讲述一下不完全能量传递方式(CCM) 反激变压器的设计.二.反激式变换器(Flyback Converter)的工作原理1).反激式变换器的电路结构如图一.2).当开关管Q1导通时,其等效电路如图二(a)及在导通时初级电流连续时的波形,磁化曲线如图二(b).当Q1导通,T1之初级线圈渐渐地会有初级电流流过,能量就会储存在其中.由于变压器初级与次级侧之线圈极性是相反的,因此二极管D1不会导通,输出功率则由Co来提供.此时变压器相当于一个串联电感Lp,初级线圈电流Ip可以表示为:Vdc=Lp*dip/dt此时变压器磁芯之磁通密度会从剩磁Br增加到工作峰值Bw.3.当Q1截止时, 其等效电路如图三(a)及在截止时次级电流波形,磁化曲线如图三(b).当Q1截止时,变压器之安匝数(Ampere-Turns NI)不会改变,因为∆B并没有相对的改变.当∆B向负的方向改变时(即从Bw降低到Br),在变压器所有线圈之电压极性将会反转,并使D1导通,也就是说储存在变压器中的能量会经D1,传递到Co 和负载上.此时次级线圈两端电压为:Vs(t)=Vo+Vf (Vf为二极管D1的压降).次级线圈电流:Lp=(Np/Ns)2*Ls (Ls为次级线圈电感量)由于变压器能量没有完全转移,在下一次导通时,还有能量储存在变压器中,次级电流并没有降低到0值,因此称为连续电流模式或不完全能量传递模式(CCM).三.CCM模式下反激变压器设计的步骤1. 确定电源规格.1..输入电压范围Vin=85—265Vac;2..输出电压/负载电流:Vout1=5V/10A,Vout2=12V/1A;3..变压器的效率ŋ=0.902. 工作频率和最大占空比确定.取:工作频率fosc=100KHz, 最大占空比Dmax=0.45.T=1/fosc=10us.Ton(max)=0.45*10=4.5usToff=10-4.5=5.5us.3. 计算变压器初与次级匝数比n(Np/Ns=n).最低输入电压Vin(min)=85*√2-20=100Vdc(取低频纹波为20V).根据伏特-秒平衡,有: Vin(min)* Dmax= (Vout+Vf)*(1-Dmax)*n.n= [Vin(min)* Dmax]/ [(Vout+Vf)*(1-Dmax)]n=[100*0.45]/[(5+1.0)*0.55]=13.644. 变压器初级峰值电流的计算.设+5V输出电流的过流点为120%;+5v和+12v整流二极管的正向压降均为1.0V. +5V输出功率Pout1=(V01+V f)*I01*120%=6*10*1.2=72W+12V输出功率Pout2=(V02+V f)*I02=13*1=13W变压器次级输出总功率Pout=Pout1+Pout2=85W如图四, 设Ip2=k*Ip1, 取k=0.41/2*(Ip1+Ip2)*Vin(min)*Ton(max)/T= Pout/ŋIp1=2*Pout/[ŋ(1+k)*Vin(min)*Dmax]=2*85/[0.90*(1+0.4)*100*0.45]=3.00AIp2=0.4*Ip1=1.20A5. 变压器初级电感量的计算.由式子Vdc=Lp*dip/dt,得:Lp= Vin(min)*Ton(max)/[Ip1-Ip2]=100*4.5/[3.00-1.20]=250uH6.变压器铁芯的选择.根据式子Aw*Ae=Pt*106/[2*ko*kc*fosc*Bm*j*ŋ],其中:Pt(变压器的标称输出功率)= Pout=85WKo(窗口的铜填充系数)=0.4Kc(磁芯填充系数)=1(对于铁氧体),变压器磁通密度Bm=1500 Gsj(电流密度): j=5A/mm2;Aw*Ae=85*106/[2*0.4*1*100*103*1500Gs*5*0.90]=0.157cm4考虑到绕线空间,选择窗口面积大的磁芯,查表:EER2834S铁氧体磁芯的有效截面积Ae=0.854cm2它的窗口面积Aw=148mm2=1.48cm2EER2834S的功率容量乘积为Ap =Ae*Aw=1.48*0.854=1.264cm4 >0.157cm4故选择EER2834S铁氧体磁芯.7.变压器初级匝数及气隙长度的计算.1).由Np=Lp*(Ip1-Ip2)/[Ae*Bm],得:Np=250*(3.00-1.20)/[85.4*0.15] =35.12 取Np=36由Lp=uo*ur*Np2*Ae/lg,得:气隙长度lg=uo*ur*Ae*Np2/Lp=4*3.14*10-7*1*85.4mm2*362/(250.0*10-3mH)=0.556mm 取lg=0.6mm2). 当+5V限流输出,Ip为最大时(Ip=Ip1=3.00A),检查Bmax.Bmax=Lp*Ip/[Ae*Np]=250*10-6*3.00/[85.4 mm2*36]=0.2440T=2440Gs <3000Gs因此变压器磁芯选择通过.8. 变压器次级匝数的计算.Ns1(5v)=Np/n=36/13.64=2.64 取Ns1=3Ns2(12v)=(12+1)* Ns1/(5+1)=6.50 取Ns2=7故初次级实际匝比:n=36/3=129.重新核算验证占空比Dmax和Dmin.1).当输入电压为最低时: Vin(min)=100Vdc.由Vin(min)* Dmax= (Vout+Vf)*(1-Dmax)*n,得:Dmax=(Vout+Vf)*n/[(Vout+Vf)*n+ Vin(min)]=6*12/[6*12+100]=0.4182).当输入电压为最高时: Vin(max)=265*1.414=374.7Vdc.Dmin=(Vout+Vf)*n/[(Vout+Vf)*n+ Vin(max)]=6*12.00/[6*12.00+374.7]=0.1610. 重新核算验证变压器初级电流的峰值Ip和有效值Ip(rms).1).在输入电压为最低Vin(min)和占空比为Dmax条件下,计算Ip值和K值.(如图五)设Ip2=k*Ip1.实际输出功率Pout'=6*10+13*1=73W1/2*(Ip1+Ip2)*Vin(min)*Ton(max)/T= Pout'/ŋ(1)K=1-[Vin(min)* Ton(max)]/(Ip1*Lp) (2)由(1)(2)得:Ip1=1/2*{2*Pout'*T/[ŋ* Vin(min)*Ton(max)]+Vin(min)* Ton(max)/Lp}=0.5*{2*73*10/[0.90*100*4.18]+100*4.18/250.0}=2.78AK=1-100*4.18/[2.78*250]=0.40Ip2=k*Ip1=2.78*0.40=1.11A2).初级电流有效值Ip(rms)=[Ton/(3T)*(Ip12+Ip22+Ip1*Ip2)]1/2=[0.418/3*(2.782+1.112+2.78*1.11)] 1/2=1.30A11. 次级线圈的峰值电流和有效值电流计算:当开关管截止时, 变压器之安匝数(Ampere-Turns NI)不会改变,因为∆B并没有相对的改变.因此开关管截止时,初级峰值电流与匝数的乘积等于次级各绕组匝数与峰值电流乘积之和(Np*Ip=Ns1*Is1p+Ns2*Is2p).由于多路输出的次级电流波形是随各组负载电流的不同而不同, 因而次级电流的有效值也不同.然而次级负载电流小的回路电流波形,在连续时接近梯形波,在不连续时接近三角波,因此为了计算方便,可以先计算负载电流小的回路电流有效值.1).首先假设+12V输出回路次级线圈的电流波形为连续,电流波形如下(图一):1/2*[Is2p +Is2b]*toff/T=I02(3)Ls1*[Is2p–Is2b]/toff=V02+Vf (4)Ls2/Lp=(Ns2/Np)2(5)由(3)(4)(5)式得:Is2p=1/2*{2*I02/[1-D]+[V02+Vf]*[1-D]*T*Np2/[Ns22*Lp]}=0.5*{2*1/[1-0.418]+[12+1]*[1-0.418]*10*362/[72*250]}=5.72AIs2b =I01/[1-D]-1/2*[V01+Vf]*[1-D]*Np2/[Ns22*Lp]=1/0.582-0.5*13*0.582*10*362/[72*250]=-2.28A <0因此假设不成立.则+12V输出回路次级线圈的电流波形为不连续, 电流波形如上(图七).令+12V整流管导通时间为t’.将Is2b=0代入(3)(4)(5)式得:1/2*Is2p*t’/T=I02(6)Ls1*Is2p/t’=V02+Vf (7)Ls2/Lp=(Ns2/Np)2(8)由(6)(7)(8)式得:Is2p={(V02+Vf)*2*I02*T*Np2/[Lp*Ns22]}1/2={2*1*[12+1]*10*362/[72*250]} 1/2=5.24At’=2*I02*T/ Is2p=2*1*10/5.24=3.817us2).+12V输出回路次级线圈的有效值电流:Is2(rms)= [t’/(3T)]1/2*Is2p=[3.817/3*10] 1/2*5.24=1.87A3).+5v输出回路次级线圈的有效值电流计算:Is1rms= Is2(rms)*I01/I02=1.87*10/1=18.7A12.变压器初级线圈和次级线圈的线径计算.1).导线横截面积:前面已提到,取电流密度j=5A/mm2变压器初级线圈:导线截面积= Ip(rms)/j=1.3A/5A/mm2=0.26mm2变压器次级线圈:(+5V)导线截面积= Is1(rms)/j=18.7A/5A/mm2=3.74 mm2(+12V)导线截面积= Is2(rms)/j=1.87A/5A/mm2=0.374mm22).线径及根数的选取.考虑导线的趋肤效应,因此导线的线径建议不超过穿透厚度的2倍.穿透厚度=66.1*k/(f)1/2k为材质常数,Cu在20℃时k=1.=66.1/(100*103)1/2=0.20因此导线的线径不要超过0.40mm.由于EER2834S骨架宽度为22mm,除去6.0mm的挡墙宽度,仅剩下16.0mm的线包宽度.因此所选线径必须满足每层线圈刚好绕满.3).变压器初级线圈线径:线圈根数=0.26*4/[0.4*0.4*3.14]=0.26/0.1256=2取Φ0.40*2根并绕18圈,分两层串联绕线.4).变压器次级线圈线径:+5V: 线圈根数=3.74/0.1256=30取Φ0.40*10根并绕3圈, 分三层并联绕线.+12V: 线圈根数=0.374/0.1256=3取Φ0.40*1根并绕7圈, 分三层并联绕线.5).变压器绕线结构及工艺.为了减小变压器的漏感,建议采取三文治绕法,而且采取该绕法的电源EMI性能比较好.四.结论.由于连续模式下电流峰值比不连续模式下小,开关管的开关损耗较小,因此在功率稍大的反激变换器中均采用连续模式,且电源的效率比较高.由于反激式变压器的设计是反激变换器的设计重点,也是设计难点,如果参数不合理,则会直接影响到整个变换器的性能,严重者会造成磁芯饱和而损害开关管,因此在设计反激变压器时应小心谨慎,而且变压器的参数需要经过反复试验才能达到最佳.。

电流模式控制反激变换器反馈环路的设计

电流模式控制反激变换器反馈环路的设计首先要搞清系统稳定所必需的几个条件：系统稳定的原则：A,系统环路总增益在穿越频率（或叫剪切频率，截止频率，交越频率，带宽都是它）处的增益为1或0Db。

高的穿越频率能保正电源快速响应线性和负载的突变，穿越频率受到开关频率的限制，根据采样定理穿越频率必需小于开关频率的一半，因为开关频率可以在输出端开出来，但这个频率必须不被反馈环传递，否则系统将会振荡并如此恶性循环。

实际应用中一般取开关频率的1/4或1/5。

B，在系统在穿越频率处的总相位延迟必需小于（360-45）315度。

45度为相位裕量。

当相位裕量大于45度时，能提供最好的动态响应，高的相位裕量能阻尼振荡并缩短瞬态调节时间获得最少的过冲。

C，系统的开环增益曲线在穿越频率附近的斜率应为-1过0Db。

因为具有-1增益斜率的电路，相位延迟不会超过90度（这里指的是系统总的开环增益曲线）。

要满足上面的三个准则，必需知道如何计算系统中各环节的增益和相位延迟。

要知道如何计算必需先搞清楚以下几个概念：1．系统的传递函数：系统的传递函数定义为输出变动量除以输入变动量也叫增益。

每一部份的传递函数均为该部份的输出除以输入，也叫该部份的增益。

系统的增益即为各环节部份增益的乘积。

增益可以用数值方式表示也可以用Db（分贝）方式表示。

传递函数由幅值和相位因素组成（幅值也就是增益），并可以在博得图上分别以图形表示。

通常我们要把传输函数因式分解成各因式相乘的形式，以便于得到零点各极点。

2．极点：数学上，在传输函数方程中，当分母等于零时出现极点，在博得图上当增益以-1斜率开始递减时的点为一个极点。

3．零点：数学上，在传输函数方程中，当分子等于零时出现零点，在博得图上当增益以+1斜率开始递增时的点为零点，并伴随着90度的相位超前。

第二种零点，即右半平面零点，增益仍以+1斜率递增，它将引起90度的相位滞后而非超前，设计时应使系统的穿越频率大大低于右半平面零点。

反激变压器设计过程

反激变压器设计过程反激变压器设计是电力电子领域中重要的设计工作之一，其主要应用于电源供电系统中的低功率电子设备。

反激变压器通过将输入电能进行储能，然后经过开关管的开关转换，输出所需电能，以达到升、降压的目的，同时实现电能的传输和转换。

第一步：确定设计参数：在设计反激变压器之前，首先需要明确设计要求和参数。

包括输入电压、输出电压、输出功率、工作频率等。

这些参数决定了反激变压器的尺寸、绕组参数和开关器件的选择。

第二步：计算变压器参数：根据设计要求和参数，计算出所需的变压器参数。

包括输入输出电压比、绕组匝数、绕组电流、铁芯面积等。

这些参数可以通过经验公式和设计手册进行计算，也可以通过电磁场仿真软件进行计算。

第三步：选择合适的铁芯材料：根据计算得到的铁芯面积和设计要求，选择合适的铁芯材料。

铁芯材料的选择需要考虑材料的磁导率、饱和磁感应强度、损耗等参数。

常用的铁芯材料有软磁合金、铁氧体等。

第四步：设计绕组参数：根据计算得到的绕组匝数和绕组电流，设计绕组的结构和参数。

包括导线截面积、绕组层数、绕组间隔、绕组材料等。

绕组的设计需要考虑到绝缘和散热等问题，确保绕组的安全和性能。

第五步：选择合适的开关管：根据设计要求，选择合适的开关管。

开关管的选择需要考虑到工作电压和电流、开关速度、导通压降、损耗等参数。

常用的开关管有IGBT、MOSFET等。

第六步：设计反激变压器的控制电路：设计反激变压器的控制电路，包括开关管的驱动电路和保护电路。

开关管的驱动电路需要保证开关管能够正确地切换和控制，保护电路需要保证开关管和变压器的安全和稳定工作。

第七步：进行电磁兼容性设计：在设计反激变压器时，需要考虑电磁兼容性问题。

包括电磁辐射和电磁干扰等问题。

通过合理的布局、绕组屏蔽和滤波设计，可以降低电磁辐射和电磁干扰。

第八步：进行样机制作和测试：根据设计结果制作样机，并进行测试。

通过测试得到的结果，可以对设计进行修正和优化，以进一步提高反激变压器的性能和可靠性。

反激式开关电源变压器的设计研究：

现在，我们已经确定了初级绕组的匝数、电感量，芯气隙磁长度的计算方法，而次级绕组的计算方法相对简单。次级绕组的
匝数ｎ＝ｄｎ其中ｎ是初级绕组和次级绕组的匝数比。ｇｎ，
到此，我们已经完成了对变压器初级绕组与次级绕组各个参数的计算。
Ｖ．ｌｏ和 ∞。
Ｂ筹８＝Ａ＾ｃ＝ △ ２＝Ｂｃ
＝一ｊｒ＝
（４）
警＝ＢＡｃ
（５）
（６）
将式（）（）化，与式（）电压方程联立，得一个４与５简并３的可
（）１实用形式为：
反激式变压器是反激式开关电源设计的核心，它决定了反
激变换器一系列的重要参数，占空比Ｄ，大峰值电流等。设如最计一个有效的反激式变压器，目的是让反激式开关电源工作在
一
个合理的工作点上，从而可以尽量减小变压器的发热尽量以
Ａｅ２．ｍｍ￣ｌ＝５７５ｍ．＝００＝５５ｅ．ｍＡｔ２０ｎＨ
。
ｔ＝
，＝ｘＬＬ △『ｒｌ＝，
（）７
．￣＝２０００
根据电感量的计算公式ＩＡｘＬＮ，便可以得到加入气隙后＝的电感系数ＡＬ的变化。电感系数与气隙的长度的关系为：
摘要
结合磁学理论，计并实现了一种有效的反激式开关电源变压器的方法。通过研究解决磁芯大小、级绕组电感值、设初气

反激变压器原理及设计方法

反激变压器原理及设计方法本文来自: 原文网址：/articlescn/xformer/0073639.html本文来自: 原文网址：/articlescn/xformer/0073639.html本文来自: 原文网址：/articlescn/xformer/0073639.html本文来自: 原文网址：/articlescn/xformer/0073639.html本文来自: 原文网址：/articlescn/xformer/0073639.html一. 序言反激式变换器以其电路结构简单,成本低廉而深受广大开发工程师的喜爱,它特别适合小功率电源以及各种电源适配器.但是反激式变换器的设计难点是变压器的设计,因为输入电压范围宽,特别是在低输入电压,满负载条件下变压器会工作在连续电流模式(CCM),而在高输入电压,轻负载条件下变压器又会工作在不连续电流模式(DCM);另外关于CCM模式反激变压器设计的论述文章极少,在大多数开关电源技术书籍的论述中, 反激变压器的设计均按完全能量传递方式(DCM模式)或临界模式来计算,但这样的设计并未真实反映反激变压器的实际工作情况,变压器的工作状态可能不是最佳.因此结合本人的实际调试经验和心得,讲述一下不完全能量传递方式(CCM) 反激变压器的设计.二.反激式变换器(Flyback Converter)的工作原理1).反激式变换器的电路结构如图一.2).当开关管Q1导通时,其等效电路如图二(a)及在导通时初级电流连续时的波形,磁化曲线如图二(b).当Q1导通,T1之初级线圈渐渐地会有初级电流流过,能量就会储存在其中.由于变压器初级与次级侧之线圈极性是相反的,因此二极管D1不会导通,输出功率则由Co来提供.此时变压器相当于一个串联电感Lp,初级线圈电流Ip可以表示为:Vdc=Lp*dip/dt此时变压器磁芯之磁通密度会从剩磁Br增加到工作峰值Bw.3.当Q1截止时, 其等效电路如图三(a)及在截止时次级电流波形,磁化曲线如图三(b).当Q1截止时,变压器之安匝数(Ampere-Turns NI)不会改变,因为∆B并没有相对的改变.当∆B向负的方向改变时(即从Bw降低到Br),在变压器所有线圈之电压极性将会反转,并使D1导通,也就是说储存在变压器中的能量会经D1,传递到Co和负载上.此时次级线圈两端电压为:Vs(t)=V o+Vf (Vf为二极管D1的压降).次级线圈电流:Lp=(Np/Ns)2*Ls (Ls为次级线圈电感量)由于变压器能量没有完全转移,在下一次导通时,还有能量储存在变压器中,次级电流并没有降低到0值,因此称为连续电流模式或不完全能量传递模式(CCM).三.连续电流模式(CCM)模式下反激变压器设计的步骤1. 确定电源规格..输入电压范围V in=85—265V ac;.输出电压/负载电流:V out1=5V/10A,V out2=12V/1A;.变压器的效率ŋ=0.902. 工作频率和最大占空比确定.取:工作频率fosc=100KHz, 最大占空比Dmax=0.45.T=1/fosc=10us.Ton(max)=0.45*10=4.5usToff=10-4.5=5.5us.3. 计算变压器初与次级匝数比n(Np/Ns=n).最低输入电压V in(min)=85*√2-20=100Vdc(取低频纹波为20V).根据伏特-秒平衡,有: Vin(min)* Dmax= (V out+Vf)*(1-Dmax)*n.n= [V in(min)* Dmax]/ [(V out+Vf)*(1-Dmax)]n=[100*0.45]/[(5+1.0)*0.55]=13.644. 变压器初级峰值电流的计算.设+5V输出电流的过流点为120%;+5v和+12v整流二极管的正向压降均为1.0V. +5V输出功率Pout1=(V01+Vf)*I01*120%=6*10*1.2=72W+12V输出功率Pout2=(V02+Vf)*I02=13*1=13W变压器次级输出总功率Pout=Pout1+Pout2=85W如图四, 设Ip2=k*Ip1, 取k=0.41/2*(Ip1+Ip2)*Vin(min)*Ton(max)/T= Pout/ŋIp1=2*Pout/[ŋ(1+k)*V in(min)*Dmax]=2*85/[0.90*(1+0.4)*100*0.45]=3.00AIp2=0.4*Ip1=1.20A5. 变压器初级电感量的计算.由式子Vdc=Lp*dip/dt,得:Lp= V in(min)*Ton(max)/[Ip1-Ip2]=100*4.5/[3.00-1.20]=250uH6.变压器铁芯的选择.根据式子A w*Ae=Pt*106/[2*ko*kc*fosc*Bm*j*ŋ],其中:Pt(变压器的标称输出功率)= Pout=85WKo(窗口的铜填充系数)=0.4Kc(磁芯填充系数)=1(对于铁氧体),变压器磁通密度Bm=1500 Gsj(电流密度): j=5A/mm2;A w*Ae=85*106/[2*0.4*1*100*103*1500Gs*5*0.90]=0.157cm4考虑到绕线空间,选择窗口面积大的磁芯,查表:EER2834S铁氧体磁芯的有效截面积Ae=0.854cm2它的窗口面积A w=148mm2=1.48cm2EER2834S的功率容量乘积为Ap =Ae*A w=1.48*0.854=1.264cm4 >0.157cm4故选择EER2834S铁氧体磁芯.7.变压器初级匝数及气隙长度的计算.1).由Np=Lp*(Ip1-Ip2)/[Ae*Bm],得:Np=250*(3.00-1.20)/[85.4*0.15] =35.12 取Np=36由Lp=uo*ur*Np2*Ae/lg,得:气隙长度lg=uo*ur*Ae*Np2/Lp=4*3.14*10-7*1*85.4mm2*362/(250.0*10-3mH)=0.556mm 取lg=0.6mm2). 当+5V限流输出,Ip为最大时(Ip=Ip1=3.00A),检查Bmax.Bmax=Lp*Ip/[Ae*Np]=250*10-6*3.00/[85.4 mm2*36]=0.2440T=2440Gs <3000Gs因此变压器磁芯选择通过.8. 变压器次级匝数的计算.Ns1(5v)=Np/n=36/13.64=2.64 取Ns1=3Ns2(12v)=(12+1)* Ns1/(5+1)=6.50 取Ns2=7故初次级实际匝比:n=36/3=129.重新核算占空比Dmax和Dmin.1).当输入电压为最低时: Vin(min)=100Vdc.由Vin(min)* Dmax= (V out+Vf)*(1-Dmax)*n,得:Dmax=(V out+Vf)*n/[(V out+Vf)*n+ V in(min)]=6*12/[6*12+100]=0.4182).当输入电压为最高时: Vin(max)=265*1.414=374.7Vdc.Dmin=(V out+Vf)*n/[(V out+Vf)*n+ Vin(max)]=6*12.00/[6*12.00+374.7]=0.1610. 重新核算变压器初级电流的峰值Ip和有效值Ip(rms).1).在输入电压为最低V in(min)和占空比为Dmax条件下,计算Ip值和K值.(如图五)设Ip2=k*Ip1.实际输出功率Pout'=6*10+13*1=73W1/2*(Ip1+Ip2)*Vin(min)*Ton(max)/T= Pout'/ŋ (1)K=1-[Vin(min)* Ton(max)]/(Ip1*Lp) (2)由(1)(2)得:Ip1=1/2*{2*Pout'*T/[ŋ* V in(min)*Ton(max)]+Vin(min)* Ton(max)/Lp}=0.5*{2*73*10/[0.90*100*4.18]+100*4.18/250.0}=2.78AK=1-100*4.18/[2.78*250]=0.40Ip2=k*Ip1=2.78*0.40=1.11A2).初级电流有效值Ip(rms)=[Ton/(3T)*(Ip12+Ip22+Ip1*Ip2)]1/2=[0.418/3*(2.782+1.112+2.78*1.11)] 1/2=1.30A11. 次级线圈的峰值电流和有效值电流计算:当开关管截止时, 变压器之安匝数(Ampere-Turns NI)不会改变,因为∆B并没有相对的改变.因此开关管截止时,初级峰值电流与匝数的乘积等于次级各绕组匝数与峰值电流乘积之和(Np*Ip=Ns1*Is1p+Ns2*Is2p).由于多路输出的次级电流波形是随各组负载电流的不同而不同, 因而次级电流的有效值也不同.然而次级负载电流小的回路电流波形,在连续时接近梯形波,在不连续时接近三角波,因此为了计算方便,可以先计算负载电流小的回路电流有效值.1).首先假设+12V输出回路次级线圈的电流波形为连续,电流波形如下:1/2*[Is2p +Is2b]*toff/T=I02 (3)Ls1*[Is2p –Is2b]/toff=V02+Vf (4)Ls2/Lp=(Ns2/Np)2 (5)由(3)(4)(5)式得:Is2p=1/2*{2*I02/[1-D]+[V02+Vf]*[1-D]*T*Np2/[Ns22*Lp]}=0.5*{2*1/[1-0.418]+[12+1]*[1-0.418]*10*362/[72*250]}=5.72AIs2b =I01/[1-D]-1/2*[V01+Vf]*[1-D]*Np2/[Ns22*Lp]=1/0.582-0.5*13*0.582*10*362/[72*250]=-2.28A <0因此假设不成立.则+12V输出回路次级线圈的电流波形为不连续, 电流波形如上(图七). 令+12V整流管导通时间为t’.将Is2b=0代入(3)(4)(5)式得:1/2*Is2p*t’/T=I02 (6)Ls1*Is2p/t’=V02+Vf (7)Ls2/Lp=(Ns2/Np)2 (8)由(6)(7)(8)式得:Is2p={(V02+Vf)*2*I02*T*Np2/[Lp*Ns22]}1/2={2*1*[12+1]*10*362/[72*250]} 1/2=5.24At’=2*I02*T/ Is2p=2*1*10/5.24=3.817us2).+12V输出回路次级线圈的有效值电流:Is2(rms)= [t’/(3T)]1/2*Is2p=[3.817/3*10] 1/2*5.24=1.87A3).+5v输出回路次级线圈的有效值电流计算:Is1rms= Is2(rms)*I01/I02=1.87*10/1=18.7A12.变压器初级线圈和次级线圈的线径计算.1).导线横截面积:前面已提到,取电流密度j=5A/mm2变压器初级线圈:导线截面积= Ip(rms)/j=1.3A/5A/mm2=0.26mm2变压器次级线圈:(+5V)导线截面积= Is1(rms)/j=18.7A/5A/mm2=3.74 mm2(+12V)导线截面积= Is2(rms)/j=1.87A/5A/mm2=0.374mm22).线径及根数的选取.考虑导线的趋肤效应,因此导线的线径建议不超过穿透厚度的2倍.穿透厚度=66.1*k/(f)1/2 k为材质常数,Cu在20℃时k=1.=66.1/(100*103)1/2=0.20因此导线的线径不要超过0.40mm.由于EER2834S骨架宽度为22mm,除去6.0mm的挡墙宽度,仅剩下16.0mm的线包宽度.因此所选线径必须满足每层线圈刚好绕满.3).变压器初级线圈线径:线圈根数=0.26*4/[0.4*0.4*3.14]=0.26/0.1256=2取Φ0.40*2根并绕18圈,分两层串联绕线.4).变压器次级线圈线径:+5V: 线圈根数=3.74/0.1256=30取Φ0.40*10根并绕3圈, 分三层并联绕线.+12V: 线圈根数=0.374/0.1256=3取Φ0.40*1根并绕7圈, 分三层并联绕线.5).变压器绕线结构及工艺.为了减小变压器的漏感,建议采取三文治绕法,而且采取该绕法的电源EMI性能比较好.四.结论.由于连续模式下电流峰值比不连续模式下小,开关管的开关损耗较小,因此在功率稍大的反激变换器中均采用连续模式,且电源的效率比较高.由于反激式变压器的设计是反激变换器的设计重点,也是设计难点,如果参数不合理,则会直接影响到整个变换器的性能,严重者会造成磁芯饱和而损害开关管,因此在设计反激变压器时应小心谨慎,而且变压器的参数需要经过反复试验才能达到最佳.本文来自: 原文网址：/articlescn/xformer/0073639.html。

反激式电源变压器设计公式新解

反激式电源变压器设计公式新解反激式电源变压器设计公式新解固定周期电流控制型反激式开关电源中，控制电路能使电源能够稳定⼯作，⽽其中设计的关键是变压器。

设计开关电源变压器最主要的是考虑三⼤要素：⼀是完成电功率的传输；⼆是初级线圈电感量；三是次级与初级线圈的以Vor 为基准的⽐例关系。

已有的开关电源变压器的计算⼤多很复杂，然⽽在搞清楚电感充放电基本原理的基础上，紧紧抓住电感充电放电的本质，应⽤到功率传输等⽅⾯，得到⼀个新的能量传输关系函数表达式，最后设计出⼀款⽐较合理的反激式电源变压器。

⼀、动态深度和设计深度的关系CCM 模式与tor 关系图：1．动态深度在电流连续模式下Krp 的设置时，动态深度为，从CCM 模式tor ⽰意图的⼏何关系可以得到，，式中tor 为电感不受开关周期约束的最长放电时间，该式把电感放电时间与开关关闭时间和Krp 联系在⼀起，由于Krp 是随着输⼊电压的改变⽽变化的，所以Krp 称动态深度。

2．设计深度设计深度：Kt=tor/T ，即电感不受开关周期约束的最长放电时间与开关周期的⽐值。

此值由设计时确定，是⼀个固有参数，在运⾏过程中不会改变，所以Kt 称设计深度。

占空⽐：D=Ton/T=(T-Toff ）/T 由此可得到Krp 、Kt 与占空⽐D 的关系：------------------------------(1)或假如tor=1.2T ，Krp=0.4 则表⼀：以D 为⾃变量，Kt 、D 与Krp 三者的关系列表： DKt 0.10.20.30.40.50.60.5 1.80 1.60 1.40 1.20 1.000.800.6 1.50 1.33 1.17 1.000.830.670.71.291.141.000.860.710.570.8 1.13 1.000.880.750.630.500.9 1.000.890.780.670.560.4410.900.800.700.600.500.401.10.820.730.640.550.450.361.20.750.670.580.500.420.331.30.690.620.540.460.380.311.40.640.570.500.430.360.291.50.600.530.470.400.330.27对于CCM模式，Kt越⼤，Krp就越⼩，相应的深度就越⾼。

CCM模式反激变压器的设计

CCM连续电流模式反激变压器的设计一. 序言反激式变换器以其电路结构简单,成本低廉而深受广大开发工程师的喜爱,它特别适合小功率电源以及各种电源适配器.但是反激式变换器的设计难点是变压器的设计,因为输入电压范围宽,特别是在低输入电压,满负载条件下变压器会工作在连续电流模式(CCM),而在高输入电压,轻负载条件下变压器又会工作在不连续电流模式(DCM);另外关于CCM模式反激变压器设计的论述文章极少,在大多数开关电源技术书籍的论述中, 反激变压器的设计均按完全能量传递方式(DCM模式)或临界模式来计算,但这样的设计并未真实反映反激变压器的实际工作情况,变压器的工作状态可能不是最佳.因此结合本人的实际调试经验和心得,讲述一下不完全能量传递方式(CCM) 反激变压器的设计.二.反激式变换器(Flyback Converter)的工作原理1).反激式变换器的电路结构如图一.2).当开关管Q1导通时,其等效电路如图二(a)及在导通时初级电流连续时的波形,磁化曲线如图二(b).当Q1导通,T1之初级线圈渐渐地会有初级电流流过,能量就会储存在其中.由于变压器初级与次级侧之线圈极性是相反的,因此二极管D1不会导通,输出功率则由Co来提供.此时变压器相当于一个串联电感Lp,初级线圈电流Ip可以表示为:Vdc=Lp*dip/dt此时变压器磁芯之磁通密度会从剩磁Br增加到工作峰值Bw.3.当Q1截止时, 其等效电路如图三(a)及在截止时次级电流波形,磁化曲线如图三(b).当Q1截止时,变压器之安匝数(Ampere-Turns NI)不会改变,因为∆B并没有相对的改变.当∆B向负的方向改变时(即从Bw降低到Br),在变压器所有线圈之电压极性将会反转,并使D1导通,也就是说储存在变压器中的能量会经D1,传递到Co 和负载上.此时次级线圈两端电压为:Vs(t)=Vo+Vf (Vf为二极管D1的压降).次级线圈电流:Lp=(Np/Ns)2*Ls (Ls为次级线圈电感量)由于变压器能量没有完全转移,在下一次导通时,还有能量储存在变压器中,次级电流并没有降低到0值,因此称为连续电流模式或不完全能量传递模式(CCM).三.CCM模式下反激变压器设计的步骤1. 确定电源规格.1..输入电压范围Vin=85—265Vac;2..输出电压/负载电流:Vout1=5V/10A,Vout2=12V/1A;3..变压器的效率ŋ=0.902. 工作频率和最大占空比确定.取:工作频率fosc=100KHz, 最大占空比Dmax=0.45.T=1/fosc=10us.Ton(max)=0.45*10=4.5usToff=10-4.5=5.5us.3. 计算变压器初与次级匝数比n(Np/Ns=n).最低输入电压Vin(min)=85*√2-20=100Vdc(取低频纹波为20V).根据伏特-秒平衡,有: Vin(min)* Dmax= (Vout+Vf)*(1-Dmax)*n.n= [Vin(min)* Dmax]/ [(Vout+Vf)*(1-Dmax)]n=[100*0.45]/[(5+1.0)*0.55]=13.644. 变压器初级峰值电流的计算.设+5V输出电流的过流点为120%;+5v和+12v整流二极管的正向压降均为1.0V. +5V输出功率Pout1=(V01+V f)*I01*120%=6*10*1.2=72W+12V输出功率Pout2=(V02+V f)*I02=13*1=13W变压器次级输出总功率Pout=Pout1+Pout2=85W如图四, 设Ip2=k*Ip1, 取k=0.41/2*(Ip1+Ip2)*Vin(min)*Ton(max)/T= Pout/ŋIp1=2*Pout/[ŋ(1+k)*Vin(min)*Dmax]=2*85/[0.90*(1+0.4)*100*0.45]=3.00AIp2=0.4*Ip1=1.20A5. 变压器初级电感量的计算.由式子Vdc=Lp*dip/dt,得:Lp= Vin(min)*Ton(max)/[Ip1-Ip2]=100*4.5/[3.00-1.20]=250uH6.变压器铁芯的选择.根据式子Aw*Ae=Pt*106/[2*ko*kc*fosc*Bm*j*ŋ],其中:Pt(变压器的标称输出功率)= Pout=85WKo(窗口的铜填充系数)=0.4Kc(磁芯填充系数)=1(对于铁氧体),变压器磁通密度Bm=1500 Gsj(电流密度): j=5A/mm2;Aw*Ae=85*106/[2*0.4*1*100*103*1500Gs*5*0.90]=0.157cm4考虑到绕线空间,选择窗口面积大的磁芯,查表:EER2834S铁氧体磁芯的有效截面积Ae=0.854cm2它的窗口面积Aw=148mm2=1.48cm2EER2834S的功率容量乘积为Ap =Ae*Aw=1.48*0.854=1.264cm4 >0.157cm4故选择EER2834S铁氧体磁芯.7.变压器初级匝数及气隙长度的计算.1).由Np=Lp*(Ip1-Ip2)/[Ae*Bm],得:Np=250*(3.00-1.20)/[85.4*0.15] =35.12 取Np=36由Lp=uo*ur*Np2*Ae/lg,得:气隙长度lg=uo*ur*Ae*Np2/Lp=4*3.14*10-7*1*85.4mm2*362/(250.0*10-3mH)=0.556mm 取lg=0.6mm2). 当+5V限流输出,Ip为最大时(Ip=Ip1=3.00A),检查Bmax.Bmax=Lp*Ip/[Ae*Np]=250*10-6*3.00/[85.4 mm2*36]=0.2440T=2440Gs <3000Gs因此变压器磁芯选择通过.8. 变压器次级匝数的计算.Ns1(5v)=Np/n=36/13.64=2.64 取Ns1=3Ns2(12v)=(12+1)* Ns1/(5+1)=6.50 取Ns2=7故初次级实际匝比:n=36/3=129.重新核算验证占空比Dmax和Dmin.1).当输入电压为最低时: Vin(min)=100Vdc.由Vin(min)* Dmax= (Vout+Vf)*(1-Dmax)*n,得:Dmax=(Vout+Vf)*n/[(Vout+Vf)*n+ Vin(min)]=6*12/[6*12+100]=0.4182).当输入电压为最高时: Vin(max)=265*1.414=374.7Vdc.Dmin=(Vout+Vf)*n/[(Vout+Vf)*n+ Vin(max)]=6*12.00/[6*12.00+374.7]=0.1610. 重新核算验证变压器初级电流的峰值Ip和有效值Ip(rms).1).在输入电压为最低Vin(min)和占空比为Dmax条件下,计算Ip值和K值.(如图五)设Ip2=k*Ip1.实际输出功率Pout'=6*10+13*1=73W1/2*(Ip1+Ip2)*Vin(min)*Ton(max)/T= Pout'/ŋ(1)K=1-[Vin(min)* Ton(max)]/(Ip1*Lp) (2)由(1)(2)得:Ip1=1/2*{2*Pout'*T/[ŋ* Vin(min)*Ton(max)]+Vin(min)* Ton(max)/Lp}=0.5*{2*73*10/[0.90*100*4.18]+100*4.18/250.0}=2.78AK=1-100*4.18/[2.78*250]=0.40Ip2=k*Ip1=2.78*0.40=1.11A2).初级电流有效值Ip(rms)=[Ton/(3T)*(Ip12+Ip22+Ip1*Ip2)]1/2=[0.418/3*(2.782+1.112+2.78*1.11)] 1/2=1.30A11. 次级线圈的峰值电流和有效值电流计算:当开关管截止时, 变压器之安匝数(Ampere-Turns NI)不会改变,因为∆B并没有相对的改变.因此开关管截止时,初级峰值电流与匝数的乘积等于次级各绕组匝数与峰值电流乘积之和(Np*Ip=Ns1*Is1p+Ns2*Is2p).由于多路输出的次级电流波形是随各组负载电流的不同而不同, 因而次级电流的有效值也不同.然而次级负载电流小的回路电流波形,在连续时接近梯形波,在不连续时接近三角波,因此为了计算方便,可以先计算负载电流小的回路电流有效值.1).首先假设+12V输出回路次级线圈的电流波形为连续,电流波形如下(图一):1/2*[Is2p +Is2b]*toff/T=I02(3)Ls1*[Is2p–Is2b]/toff=V02+Vf (4)Ls2/Lp=(Ns2/Np)2(5)由(3)(4)(5)式得:Is2p=1/2*{2*I02/[1-D]+[V02+Vf]*[1-D]*T*Np2/[Ns22*Lp]}=0.5*{2*1/[1-0.418]+[12+1]*[1-0.418]*10*362/[72*250]}=5.72AIs2b =I01/[1-D]-1/2*[V01+Vf]*[1-D]*Np2/[Ns22*Lp]=1/0.582-0.5*13*0.582*10*362/[72*250]=-2.28A <0因此假设不成立.则+12V输出回路次级线圈的电流波形为不连续, 电流波形如上(图七).令+12V整流管导通时间为t’.将Is2b=0代入(3)(4)(5)式得:1/2*Is2p*t’/T=I02(6)Ls1*Is2p/t’=V02+Vf (7)Ls2/Lp=(Ns2/Np)2(8)由(6)(7)(8)式得:Is2p={(V02+Vf)*2*I02*T*Np2/[Lp*Ns22]}1/2={2*1*[12+1]*10*362/[72*250]} 1/2=5.24At’=2*I02*T/ Is2p=2*1*10/5.24=3.817us2).+12V输出回路次级线圈的有效值电流:Is2(rms)= [t’/(3T)]1/2*Is2p=[3.817/3*10] 1/2*5.24=1.87A3).+5v输出回路次级线圈的有效值电流计算:Is1rms= Is2(rms)*I01/I02=1.87*10/1=18.7A12.变压器初级线圈和次级线圈的线径计算.1).导线横截面积:前面已提到,取电流密度j=5A/mm2变压器初级线圈:导线截面积= Ip(rms)/j=1.3A/5A/mm2=0.26mm2变压器次级线圈:(+5V)导线截面积= Is1(rms)/j=18.7A/5A/mm2=3.74 mm2(+12V)导线截面积= Is2(rms)/j=1.87A/5A/mm2=0.374mm22).线径及根数的选取.考虑导线的趋肤效应,因此导线的线径建议不超过穿透厚度的2倍.穿透厚度=66.1*k/(f)1/2k为材质常数,Cu在20℃时k=1.=66.1/(100*103)1/2=0.20因此导线的线径不要超过0.40mm.由于EER2834S骨架宽度为22mm,除去6.0mm的挡墙宽度,仅剩下16.0mm的线包宽度.因此所选线径必须满足每层线圈刚好绕满.3).变压器初级线圈线径:线圈根数=0.26*4/[0.4*0.4*3.14]=0.26/0.1256=2取Φ0.40*2根并绕18圈,分两层串联绕线.4).变压器次级线圈线径:+5V: 线圈根数=3.74/0.1256=30取Φ0.40*10根并绕3圈, 分三层并联绕线.+12V: 线圈根数=0.374/0.1256=3取Φ0.40*1根并绕7圈, 分三层并联绕线.5).变压器绕线结构及工艺.为了减小变压器的漏感,建议采取三文治绕法,而且采取该绕法的电源EMI性能比较好.四.结论.由于连续模式下电流峰值比不连续模式下小,开关管的开关损耗较小,因此在功率稍大的反激变换器中均采用连续模式,且电源的效率比较高.由于反激式变压器的设计是反激变换器的设计重点,也是设计难点,如果参数不合理,则会直接影响到整个变换器的性能,严重者会造成磁芯饱和而损害开关管,因此在设计反激变压器时应小心谨慎,而且变压器的参数需要经过反复试验才能达到最佳.。