基于纹波转移MMC子模块电容电压脉动抑制研究

文章编号：１００４－２８９Ｘ（２０２１）０２－００１６－０５
基金项目：福建省自然科学基金项目（２０１８Ｊ０１７５６）；
晋江市福大科教园区发展中心科研项目（Ｎｏ．２０１９ ＪＪＦＤＫＹ ４５）。

基于纹波转移ＭＭＣ子模块电容电压脉动抑制研究
陈永福，董纪清，毛行奎
（福州大学电气工程与自动化学院，福建　福州　３５０１０８）
摘　要：模块化多电平变换器（ＭＭＣ）是一种具有广阔应用前景的多电平拓扑。

论文首先推导了ＭＭＣ桥臂功率的数学模型，然后提出了一种适用于ＭＭＣ子模块的有源功率解耦方案，并设计了适当的控制策略来抑制子模块的纹波功率。

最后设计了一台额定功率为４００Ｗ的实验样机，通过实验验证了该方案的可行性。

关键词：模块化多电平变换器（ＭＭＣ）；有源功率滤波技术（ＡＰＦ）；滞环电流控制；电压纹波抑制中图分类号：ＴＮ６２４ 文献标识码：Ｂ
ＲｅｓｅａｒｃｈｏｎＡｃｔｉｖｅＰｏｗｅｒＤｅｃｏｕｐｌｉｎｇｆｏｒＭｏｄｕｌａｒＭｕｌｔｉｌｅｖｅｌＣｏｎｖｅｒｔｅｒ
Ｓｕｂ ｍｏｄｕｌｅＣａｐａｃｉｔｏｒＶｏｌｔａｇｅＲｉｐｐｌｅＳｕｐｐｒｅｓｓｉｏｎ
ＣＨＥＮＹｏｎｇ ｆｕ，ＤＯＮＧＪｉ ｑｉｎｇ，ＭＡＯＸｉｎｇ ｋｕｉ
（ＣｏｌｌｅｇｅｏｆＥｌｅｃｔｒｉｃａｌＥｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇａｎｄＡｕｔｏｍａｔｉｏｎ，ＦｕｚｈｏｕＵｎｉｖｅｒｓｉｔｙ，Ｆｕｚｈｏｕ３５０１０８，Ｃｈｉｎａ）Ａｂｓｔｒａｃｔ：Ｔｈｅｍｏｄｕｌａｒｍｕｌｔｉｌｅｖｅｌｃｏｎｖｅｒｔｅｒ（ＭＭＣ）ｉｓａｐｒｏｍｉｓｉｎｇｍｕｌｔｉｌｅｖｅｌｔｏｐｏｌｏｇｙ．Ｔｈｉｓｐａｐｅｒｆｉｒｓｔｌｙｉｎｔｒｏｄｕｃｅｓ
ｔｈｅｍａｔｈｅｍａｔｉｃａｌｅｘｐｒｅｓｓｉｏｎｏｆＭＭＣａｒｍｐｏｗｅｒｓｉｓｄｅｒｉｖｅｄ，ａｎｄｔｈｅｎａｎａｃｔｉｖｅｐｏｗｅｒｄｅｃｏｕｐｌｉｎｇｓｃｈｅｍｅｓｕｉｔａｂｌｅｆｏｒＭＭＣｓｕｂｍｏｄｕｌｅｉｓｐｒｏｐｏｓｅｄ，ａｎｄａｎａｐｐｒｏｐｒｉａｔｅｃｏｎｔｒｏｌｓｔｒａｔｅｇｙｉｓｄｅｓｉｇｎｅｄｔｏｓｕｐｐｒｅｓｓｔｈｅｒｉｐｐｌｅｐｏｗｅｒｏｆｔｈｅｓｕｂｍｏｄｕｌｅ．Ｆｉｎａｌｌｙ，ａｎｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔａｌｐｒｏｔｏｔｙｐｅｗｉｔｈｒａｔｅｄｐｏｗｅｒｏｆ４００Ｗｉｓｄｅｓｉｇｎｅｄ Ｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔａｌｒｅｓｕｌｔｓｗａｓｍａｄｅｔｏｖｅｒｉｆｙｔｈｅｆｅａｓｉｂｉｌｉｔｙｏｆｔｈｅｃｏｎｔｒｏｌｓｔｒａｔｅｇｙ．
Ｋｅｙｗｏｒｄｓ：ｍｏｄｕｌａｒｍｕｌｔｉｌｅｖｅｌｃｏｎｖｅｒｔｅｒ（ＭＭＣ）；ａｃｔｉｖｅｐｏｗｅｒｄｅｃｕｐｌｉｎｇ（ＡＰＦ）；ｈｙｓｔｅｒｅｔｉｃｃｕｒｒｅｎｔｃｏｎｔｒｏｌ；ｖｏｌｔ
ａｇｅｒｉｐｐｌｅｓｕｐｐｒｅｓｓｉｏｎ
１　引言
模块化多电平变换器（ＭＭＣ）是一种具有广阔应用前景的多电平拓扑。

与传统的多电平变换器相比，该变换器更易于实现容量拓展和提高电压等级，但是由于各桥臂的瞬时能量分布不均匀而导致子模
块（
ＳＭ）电容电压脉动，其中最主要的分量为基波和工频二次谐波
［１－２］。

传统上，子模块电容的容值一般都设计得很大而使子模块电容电压保持平稳，但
是该方案将会增加系统的体积和重量［３－４］。

文献［５］利用负序旋转坐标将桥臂功率转换成直流量，进而对子模块中的脉动功率进行抑制，但该策略并不适用于单相变换器。

文献［６］推导出子模块电容
电压波动的数学模型，在环流控制器中引入准ＰＲ
控制器来对电容电压脉动进行抑制。

由于控制器自身存在的局限性，对于系统的稳定性还有待提高。

针对上述提出的电容电压脉动的大问题，本文首先推导了ＭＭＣ桥臂功率的数学模型，并且提出升压型双向Ｂｕｃｋ／Ｂｏｏｓｔ的变型电路及设计适当的控制策略，来实现减小电容电压纹波的目标。

最后，实验结果验证了本文所提出的方案的可行性。

２　ＭＭＣ电容电压脉动分析
对于三相ＭＭＣ，拓扑结构如图１所示，设输出
电压为ｖｘ，输出电流为ｉｘ。

ｖｘ＝Ｖｘｓｉｎ（ωｔ＋θｘ
）ｉｘ＝Ｉｘｓｉｎ（ωｔ＋θｘ－φｘ
{
）（１）
Ｖｘ（ｘ＝ｕ，ｖ，ｗ）是输出电压的峰值，Ｉｘ
为输出电《电气开关》（２０２１．Ｎｏ．２）
流峰值，ω为输出角频率，φｘ为输出功率因数角，
三相电压对应的初始相位为θｘ＝θ，θ－２π／３，θ＋２π／３。

则单相输出功率为：
ｐｘ＝ｖｘｉｘ＝ＶｘＩｘ２ｃｏｓ ｘ－ＶｘＩｘ
２ｃｏｓ（２ωｔ＋２θｘ－ ｘ）（２） 由式（２）可得，输出功率由直流量和二次谐波脉动量组成，其中直流量为直流源提供给负载的有功功率，脉动功率存在于环流和子模块电容电压脉动中，用于能量传递与交换。

根据文献［７］可知，忽略开关频率谐波和环流的高次谐波，环流ｉｚｘ主要包含直流量Ｉｚｘ＿０和二次脉动量ｉｚｘ＿２
，即：ｉｚｘ＝Ｉｚｘ＿０＋Ｉｚｘ＿２ｓｉｎ（２ωｔ＋θ２ｘ
）（３）
式中，θ２ｘ
角为循环电流的相角。

上、下桥臂的桥臂电流ｉｘｐ，ｉｘｎ
可表示为： ｉｘｐ＝ｉｚｘ＋ｉｘ２＝Ｉｚｘ＿０＋Ｉｚｘ＿２ｓｉｎ（２ωｔ＋θ２ｘ）＋Ｉｘ２
ｓｉｎ（ωｔ＋θｘ－φｘ）ｉｘｎ＝ｉｚｘ－ｉｘ２＝Ｉｚｘ＿０＋Ｉｚｘ＿２ｓｉｎ（２ωｔ＋θ２ｘ）－Ｉｘ２
ｓｉｎ（ωｔ＋θｘ－φｘ
）（４
）
图１　三相ＭＭＣ拓扑结构
忽略线路电阻和桥臂电感等效电阻，则上、下桥臂的电压表达式为：
ｖｘｐ＝１２Ｖｄｃ－ｖｘ＝１
２Ｖｄ
ｃ－Ｖｘｓｉｎ（ωｔ＋θｘ
）ｖｘｎ＝１２Ｖｄｃ＋ｖｘ＝１
２Ｖｄ
ｃ＋Ｖｘｓｉｎ（ωｔ＋θｘ
{
）（
５） 式中，Ｖｄｃ
为ＭＭＣ的直流母线电压。

由式（４）和式（５）可得桥臂功率（桥臂中子模块
的功率和）为：
ｐｘｐ＝ＶｄｃＩｘ４ｓｉｎ（ωｔ＋θｘ－ ｘ）－ＶｘＩｚｘ＿０ｓｉｎ（ωｔ＋θｘ
）－ＶｘＩｚｘ＿２２
ｃｏｓ（ωｔ＋θ２ｘ－θｘ）＋ＶｄｃＩｚｘ－２２ｓｉｎ（２ωｔ＋θ２ｘ
）＋ＶｘＩｘ４
ｃｏｓ（２ωｔ＋２θｘ－ ｘ）＋ＶｘＩｚｘ＿２２ｃｏｓ（３ωｔ＋θ２ｘ＋θｘ
）ｐｘｎ＝－ＶｄｃＩｘ４ｓｉｎ（ωｔ＋θｘ－ ｘ）＋ＶｘＩｚｘ＿０ｓｉｎ（ωｔ＋θｘ）＋ＶｘＩｚｘ＿２２
ｃｏｓ（ωｔ＋θ２ｘ－θｘ）＋ＶｄｃＩ２２ｓｉｎ（２ωｔ＋θ２ｘ
）＋ＶｘＩｘ
４ｃｏｓ（２ωｔ＋２θｘ－ ｘ）－ＶｘＩｚｘ＿２２
ｃｏｓ（３ωｔ＋θ２ｘ＋θｘ
）（６）
由式（６）可知，当系统达到稳态时上、下桥臂功率直流分量为零，但存在基波、二次以及三次工频谐波功率脉动，使子模块电容电压产生波动，其中基波与二次功率脉动较大。

子模块电容电压波动对ＭＭＣ系统的性能会产生诸多不良影响，如过电压、增加循环电流、减少功率器件使用寿命以及影响输出电压或电流的波形。

在传统Ｍ
ＭＣ中，子模块电容一般都设计得比较大以抑制子模块电容的低频电压纹波，将导致整个Ｍ
ＭＣ系统庞大而笨重。

３　有源滤波拓扑的选择
有源功率解耦技术最先被用于补偿ＡＣ／ＤＣ单相变换器的输出二次纹波脉动，主要原理是通过控制注入Ａ
ＰＦ电路（有源功率解耦电路）的功率来补偿子模块电容的功率脉动从而实现功率解耦。

而本文引入一种适用于ＭＭＣ系统的有源功率解耦方案。

对于电容型的ＡＰＦ电路拓扑有Ｂｕｃｋ、Ｂｏｏｓｔ、Ｂｕｃｋ／Ｂｏｏｓｔ等拓扑，但考虑到有源功率解耦电路拓扑的开关功率器件的电压、电流等级需尽可能小以便减小损耗且ＡＰＦ电路的输入电流实时跟踪子模
块的输入电流，故本文选用升压型双向Ｂｕｃｋ／Ｂｏｏｓｔ的变型电路作为ＡＰＦ电路拓扑，该拓扑如图２所示，该拓扑由两个全控性功率器件Ｑ１、Ｑ２，一个电感Ｌ，两个储能电容ＣＬ、ＣＨ组成，其工作状态包含以下四种： 输入功率高于输出功率的时候，规定此时的电
感电流为正方向，有源功率解耦电路的输出储能电容ＣＬ和ＣＨ将吸收直流电容Ｃｓ中多余的脉动能量，使输出储能电容ＣＬ和ＣＨ的电压上升。

此时，电路工作在ｂｏｏｓｔ模式：当开关管Ｑ１导通，电感电压为Ｃｓ
《电气开关》（２０２１．Ｎｏ．２）
的电容电压和ＣＬ的电容电压差Ｖｃｓ－ＶＣＬ，电感电流增加，电感电流的增加量ΔＩｂｕｆ１
为：图２　ＭＭＣ半桥子模块加入直流侧电容储能型ＡＰＦ
ΔＩｂｕｆ１
＝Ｖｃｓ－ＶＣＬＬ
ＤＴ（７）
式中，Ｖｃｓ为电容Ｃｓ的电压，ＶＣＬ为电容ＣＬ的电压，Ｄ为占空比，Ｔ为ＡＰＦ电路的开关周期。

开关管Ｑ１关断的时候，电感Ｌ释放开关管Ｑ１导通时所储存的能量，电感电压为ＣＨ的电容电压和Ｃｓ的电容电压差Ｖｃｓ－ＶＣＨ，电感电压小于０，且电感电流减小。

电感电流的减少量ΔＩｂｕｆ２
为：ΔＩｂｕｆ２
＝ＶＣＨ－Ｖｃｓ
Ｌ（１－Ｄ）Ｔ（８）
式中，ＶＣＨ为电容ＣＨ的电压。

输入功率低于输出功率的时候，电感电流小于０，有源功率解耦电路的输出储能电容ＣＬ和ＣＨ将储存的脉动能量释放到直流电容Ｃｓ中，使输出储能电容ＣＬ和ＣＨ的电压下降。

此时，电路工作在ｂｕｃｋ模式：开关管Ｑ２导通，电感电压为Ｃｓ的电容电压和ＣＨ的电容电压差Ｖｃｓ－ＶＣＨ。

开关管Ｑ２关断的时候，电感Ｌ释放能量，电感电压为ＣＬ的电容电压和Ｃｓ的电容电压差Ｖｃｓ－ＶＣＬ。

当稳态系统工作于ＣＣＭ（连续电流模式）时，电感电流的增加量和减少量相等，故联立（７）、（８），可求出占空比为：
Ｄ＝
ＶＣＨ－Ｖｃｓ
ＶＣＨ－ＶＣＬ
（９） 从式（９）可看出占空比跟ＡＰＦ电路的输入电
压Ｖｃｓ和输出电压ＶＣＨ，ＶＣＬ
有关。

综合以上模态分析可知，如图３所示，当稳态系统工作于ＣＣＭ时，可将有源功率解耦电路看作受控电流源，通过适当的控制可使受控电流源ｉｂｕｆ实时跟踪子模块的输入电流ｉｂｕｓ，那么子模块电容电流就会固定不变，
从而实现功率解耦的目的。

图３　有源功率解耦电路的单相变换器等效结构图
４　控制策略
图４为升压型双向Ｂｕｃｋ／Ｂｏｏｓｔ的变型电路的控制框图，该电路拓扑的主要控制目标是实现ＡＰＦ电路的电感电流实时跟踪子模块的输入电流，故该控制方式采用滞环电流控制，并在电流控制基础上增加控制ＶＣＬ和ＶＣＨ
的电压闭环控制。

图４　升压型双向Ｂｕｃｋ／Ｂｏｏｓｔ的变型电路控制框图
（１）电压外环
当系统处于理想状态且稳态运行时，纹波转移电路中的各个储能元件要保持能量守恒，故各个电容在每个工频周期内电压平衡。

然而由于实际电路中存在线路电阻等引起的损耗，若不对电容ＣＨ进行能量补偿，将会使电容ＣＨ上储存的能量逐渐减小，若子模块电容电压的最大值大于电容ＣＨ的最小值，纹波转移电路将会处于非正常运行状态。

本控制策略将子模块电容没有被完全转移的纹波功率用来补偿纹波转移电路的能量损失。

具体策略如下：利用ＣＨ的电压控制环输出来调整纹波转移电路电感电流的给定值。

为了减小纹波转移电路的开关管的电压应力，从而降低成本。

本文加入电容ＣＬ的电压控制环以便降低ＶＣＨ－ＶＣＬ的差值。

（２）电流内环
通过将子模块的输入电流进行采样，并且经过二阶低通滤波器得到子模块输入电流的工频分量和
《电气开关》（２０２１．Ｎｏ．２）
二倍频分量，从而构造出纹波转移电路的给定电流的一部分。

之后把该部分给定电流与控制ＣＨ电容电压的电压外环的Ｐ
Ｉ输出之和作为电感电流的给定值，并且与采样的纹波转移电路的电感电流作差，最终将电流的误差信号送入滞环比较控制器从而产生互补的ＰＷＭ信号。

５　实验结果
为了验证所提方案的可行性，首先基于ＰＳＩＭ建立了带有ＡＰＦ电路拓扑的ＭＭＣ系统仿真模型，该系统额定功率为４００Ｗ，然后设计了一台额定功率为４００Ｗ带有ＡＰＦ子模块的ＭＭＣ电路的实验样机进行实验验证。

仿真模型和实验样机的参数如表１所示，带有ＡＰＦ电路拓扑的ＭＭＣ平台示意图如图５所示。

表１　带有ＡＰＦ的单相ＭＭＣ参数
图６为未加入ＡＰＦ电路子模块电容电压波形，在未加入ＡＰＦ电路拓扑且系统满载稳定运行时，子模块电容电压峰峰值为３
３Ｖ。

图７为升压型双向Ｂｕｃｋ／Ｂｏｏｓｔ的变型电路工作在４００Ｗ时的关键波形，包括ＡＰＦ电容电压ＶＣＨ、ＶＣＬ和子模块的电容电压Ｖｃｓ的波形，加入ＡＰＦ电路后，子模块的脉动输入功率大部分转移到ＡＰＦ电路输出电容上，故子模块电容电压峰峰值降低为９Ｖ，即子模块电容电压峰峰值降低了约７２ ７％。

图５　ＭＭＣ
平台示意图
图６　未加入ＡＰＦ
电路子模块电容电压波形
图７　升压型双向Ｂｕｃｋ／Ｂｏｏｓｔ的变型电路的关键波形
图８为升压型双向Ｂｕｃｋ／Ｂｏｏｓｔ变型电路的关键电流波形，其中，Ｉｂｕｓ为ＡＰＦ电路输入电流的给定值、Ｉｂｕｆ为ＡＰＦ电路输入电流，它们的波形大致相同。

为了更进一步分析升压型双向Ｂｕｃｋ／Ｂｏｏｓｔ的变型电路对ＭＭＣ子模块输入功率基波和二次谐波的跟踪效果，对升压型双向Ｂｕｃｋ／Ｂｏｏｓｔ的变型电路的电感电流和子模块的电容电流进行ＦＦＴ分析，结果如图９所示。

结果表明，ＡＰＦ电路对于５０Ｈｚ和１００Ｈｚ电流分量的跟踪效果非常好。

上述分析结果表明ＡＰＦ电路在ＭＭＣ中运行的可行有效，并且在滞环电流控制下，ＡＰＦ电路拓扑的输入电流可以很好的
跟随子模块输入电流。

图８　升压型双向Ｂｕｃｋ／Ｂｏｏｓｔ变型电路的关键电流波形
图１０为升压型双向Ｂｕｃｋ／Ｂｏｏｓｔ变型电路工作在满载时的关键实验波形。

通过搭建的实验样机所得实验波形与仿真基本一致。

当Ｍ
ＭＣ子模块中不加入升压型双向Ｂｕｃｋ／Ｂｏｏｓｔ变型电路，而采用无源
电容容值为９０μＦ的薄膜电容进行工作时，４００Ｗ稳定工作时子模块电容电压脉动值为３３Ｖ。

当ＭＭＣ
《电气开关》（２０２１．Ｎｏ．２）
子模块中加入升压型双向Ｂｕｃｋ／Ｂｏｏｓｔ变型电路时，子模块电容电压脉动值降低为９ ５Ｖ。

通过上述分析表明，本文所提出的控制方案相比原本的无源电容抑制方案，子模块电容电压脉动降低了约７１ ２％。

图９　功率解耦电路电流和子模块电容电流ＦＦＴ
分析
图１０　升压型双向Ｂｕｃｋ／Ｂｏｏｓｔ变型电路的关键实验波形
６　结论
在ＭＭＣ中提出了一种基于双向Ｂｕｃｋ／Ｂｏｏｓｔ变型电路拓扑来抑制子模块电容电压脉动的策略。

首先，分析了该ＡＰＦ电路的工作原理并设计了一种适合该拓扑的控制策略，其次，通过ＰＳＩＭ建立了一个带有Ａ
ＰＦ电路拓扑的ＭＭＣ系统仿真模型，最后，设计了一台额定功率为４００Ｗ的ＭＭＣ的实验样机进行测试，仿真和实验结果表明：当采用２７０μＦ的薄膜电容就可以把子模块电容电压的纹波降至原来的６％，并且子模块电容电压脉动比采用无源电容方案降低了约７１ ２％。

因此可以用小容量的薄膜电容替代电解电容，实现无电解电容化，从而提高了电路的可靠性和使用寿命。

参考文献
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（ＰＥＤＧ），Ａａｌｂｏｒｇ，２０１２：６９８－７０３．［６］　黄守道，彭也伦，廖武．模块化多电平型变流器电容电压波动及其抑制策略研究［Ｊ］．电工技术学报，２０１５，３０（７）：６２－７１．［７］　周月宾，江道灼，郭捷，等．模块化多电平换流器子模块电容电压波动与内部环流分析［Ｊ］．中国电机工程学报，２０１２，３２（２４）：８－１４．
收稿日期：２０２０－０９－３０
作者简介：陈永福（１９９５－），男，工学硕士，主要从事电力电子变流技术研究
工作檪檪檪檪檪檪檪檪檪檪檪檪檪檪檪檪檪檪檪檪。

（上接第１５页）
［３］　任双赞，吴昊，刘晓立，等．变压器油中溶解气体在线监测技术研究现状［Ｊ］．电工技术，２０２０（１９）：８６－９０．
［４］　张庆磊．基于油中气体分析和局部放电检测的变压器故障诊断技术研究［
Ｄ］．南京理工大学，２０１４．［５］　周玉钏．变压器局部放电诊断方法研究［Ｊ］．电气开关，２０１２，５０（２）：４７－４９＋５３．
［６］　梅红争．基于油中气体分析的电力变压器故障诊断研究［Ｄ］．长春工业大学，２０１９．
［７］　李广强，韩曜权，黄才权．基于局部离群因子的军事训练数据异常值检测［Ｊ］．空军预警学院学报，２０１８，３２（４）：２８０－２８２＋２８６．［８］　唐学文．基于主成分分析法的火电厂选址综合决策［Ｊ］．电气开关，
２０１４，５２（４）：６１－６４＋７４．收稿日期：２０２１－０１－０６
作者简介：曾冬洲（１９９４－），男，硕士研究生，主要研究方向为电工新技术。

《电气开关》（２０２１．Ｎｏ．２）。