大功率充电电源电路毕业设计毕业论文

目录
摘要 (1)
Abstract (2)
1引言 (3)
本设计的目的和意义 (3)
大功率充电电源的研究现状 (3)
现有充电方式的比较 (3)
恒压充电 (3)
恒流充电 (4)
恒压恒流充电 (4)
现有充电电源的比较 (5)
线性电源 (5)
相控电源 (5)
开光电源 (6)
2 系统方案的设计 (7)
基本变换器设计 (8)
功率开关器件的选择 (8)
谐振电路的选择 (9)
其他电路的分析 (10)
3 主电路的计算分析 (11)
输入滤波电容的设计 (11)
输入整流二极管的选择 (11)
IGBT的选择 (12)
IGBT的保护电路 (14)
开关频率的设计 (15)
高频变压器的设计 (15)
输出整流二极管的选择 (16)
输出滤波电感的设计 (17)
输出滤波电容的设计 (17)
4 结束语 (19)
全文小结 (19)
目前存在的不足和今后的工作 (19)
参考文献 (20)
致谢 (21)
附录 (22)
摘要
充电电源在现实生活中的应用非常广泛，其发展势头迅猛。

大功率充电直流电源在冶金、化工及科研领域的应用，更是以一个惊人的速度在发展。

随着电力电子技术和自动控制技术的发展，尤其是IGBT等新型高频开关器件的出现，使得开关的速度大大提高，关断时间加快，存储时间大大缩短，这样大大提高了开关频率，减少了功率变换器中的变压器体积和重量，以及电感、电容等无源器件的容量，大大提高了功率密度，使得充电电源具有高效化，小型化的特点，得到国内外的广泛关注。

因此，本文针对目前比较热门的大功率直流充电电源的主电路进行研究设计。

本电源采用移相控制ZVS PWM DC/DC全桥变换器拓扑。

电源主要由输入滤波电路、三相整流电路、三相全桥逆变电路、高频变压器、谐振电感和隔直电容、输出整流滤波电路等组成。

关键词：IGBT；PWM；整流电路；三相全桥逆变电路
Abstract
Charging power supply is used very extensive in real life, and it is booming. The application of high-power charging DC power is at an alarming rate in development in metallurgy, chemical engineering and scientific research fields. Along with the development of the power electronic technology and automatic control technology, especially the appearance of the new high frequency switching devices like IGBT etc, which made the speed of the swith greatly improved, shut off quickly, and the storage time shorten greatly, so it greatly improved switch frequency, reduced the transformer’s volume and weight of the power converter, and the passive components’s like inductance and capacitance, which improved the capacity of the power density greatly ,made charging power supply having the characteristics of high-effective, miniaturization, and attracted the attention of the domestic and international. Therefore, this paper is in view of the main circuit of the high power DC charging power supply which is popular at present to study and design. The power adopts phase shifting control ZVS PWM DC/DC bridge converter topology. The power is mainly made by the input filter circuit, three-phase rectifier circuit, three-phase bridge, high-frequency transformers , inverter circuits resonant inductance and capacitance and output rectifier every straight filter circuits and so on. Keywords:IGBT; PWM; Rectifier circuit; Three-phase bridge inverter circuits
1引言
本设计的目的和意义
电源在现代社会中的应用相当广泛，无论是在传统的领域如照明、取暖等生活日常，在许多新的领域如航天、军事、电信、工控、信息产业、办公自动化、金融、电视传输安全等，都对电源有比较高的要求，小功率的充电电源已经远远不能满足现代新领域的要求。

于是，大功率直流充电电源这样课题就得到大家的广泛关注。

[1]
本文阐述了对大功率直流充电电源的一个初步的了解和设计，进行大功率充电电源系统方案的论证和主电路参数的设计。

其目的在于把所学的电力电子技术等理论运用到实际的设计中来，设计出一个不仅仅是在理论上可行性强，更应该是在实际设计出来的大功率直流充电电源有比较高的性能。

设计大功率直流充电电源的意义在于给需要持续供电的设备使用，例如可以用做后备电源，保证在电网供电不稳定或者断电的情况下使一些设备不至于停止工作；也可以用在一些新的领域，例如航天航空、电动汽车上。

大功率充电直流电源的开发设计对于环境保护也具有重要意义，大功率充电电源相比于传统能源，具有高效、可靠、环保的优点。

当然，在水平有限的情况下，不能做到尽善尽美，性能也不可能达到一个比较好的状态，不过本课题设计的目的很明确，意义也是深远的，通过这个设计使我认识到自己知识的掌握程度，为我以后的学习成长有很好的帮助。

大功率充电电源的研究现状
现有充电方式的比较
充电电源的充电方式通常有以下三种：恒流充电、恒压充电、恒压恒流充电。

恒压充电
恒压充电是指充电电压恒定，充电电流随蓄电池电压上升而减小，当充电电流为零时充电结束。

恒压充电曲线如图1-1
图1-1 恒压充电曲线
恒流充电
恒流充电是指充电过程中电流保持恒定，在实际应用中，常采用分阶段恒流充电法，因充电后期，如充电电流仍保持充电开始时的电流值，则充电电源会激起大量气泡和酸雾，蓄电池温度上升，导致电池极板损伤，容量降低。

为此，充电后期要适当减小充电电流，即起始阶段充电电流大，后阶段充电电流小。

其充电曲线如图1-2
图1-2 恒流充电曲线
恒压恒流充电
具有恒压充电和恒流充电两种特性。

在充电初期按恒流充电，当电压达到产生气泡时，再按恒压充电。

充电电源常采用单相（或三相）半控整流电路或不控整流电路加接交流调压器的整流电路。

在直流电路中用平波电抗器抑制直流电流脉动，防止电流断续。

按充电方式不同都有相应的检测电路和自动控制或手动调节电路。

用于固定蓄电池浮充电用的充电电源，一般采用恒压恒流充电方式，且要求具有下列特性：恒压控制精度高；直流输出电压能从蓄电池放电完毕时的低电压到平均充电电压范围内方便地调节;输出电压-电流特性应具有限制过流的
下垂特性。

其充电曲线如图1-3
图1-3 恒压恒流充电曲线
浮充电是一种连续、长时间的恒电压充电方法。

浮充电电压略高于涓流充电，足以补偿蓄电池自放电损失并能够在电池放电后较快地使蓄电池恢复到接近完全充电状态。

又称连续充电。

这种充电方式主要用于电话交换站、不间断电源(UPS)及各种备用电源。

浮充就是恒压小电流充电,目的一是防止蓄电池自放电,二是增加充电深度。

浮充电就是指将充足电的蓄电池组与充电设备列运行，浮充电主要由充电设备供给恒定负荷，蓄电池平时不供电，充电设备以不大的电流来补充蓄电池的自放电，以及由于负载在短路时突然增大所引起的少量放电。

[2][3]
现有充电电源的比较
充电电源主要有以下三种：线性电源、相控电源、开关电源。

线性电源
线性电源是一种常见的电源，它是串联调整管可以连续控制的线性稳压电源，主要由工频变压器、晶闸管整流电路、滤波电路、调整管组成。

通过改变晶闸管的导通角来控制输出电压，由于整流电路输出电压有一定的脉动，因此采用串联一个调整管来提高输出电压的精度，减小纹波。

线性电源的功率调整管总是工作在放大区，通过的电流是连续的。

由于调整管上的功率较大，所以需要使用大功率调整管并需装配体积庞大的散热器。

线性电源技术成熟，制作成本较低，但其体积依然比较庞大，且输入电压范围要求高。

[4][5]
相控电源
相控电源是指采用可控硅作为整流器件的电源系统，其原理是交流输入电压经工频变压器降压，然后采用可控硅进行整流。

为了保持输出电压的稳定，需一套比较复杂的可控硅触发电路。

通信电源在通信系统中占有极其重要的位置，其
性能直接影响通信的质量和可靠性。

由于相控电源的诞生早于高频开关电源，其智能化程度较低。

而高频开关电源发展在计算机技术大发展的今天，其智能化程度远远高于相控电源。

近年来的维护体制的变化，要求远程集中监控，无人值守或少人值守。

智能化通信高频开关电源为通信电源的无人值守或少人值守创造了条件。

而老的相控电源是无法满足这一要求的。

随着通信的发展，对其要求也越来越高，相控稳压电源已满足不了现代通信对质量和可靠性的要求，而逐步被性能更优良的高频开关电源所代替。

[6][7]
开关电源
开关电源是利用现代电力电子技术，控制开关管开通和关断的时间比率，维持稳定输出电压的一种电源，开关电源一般由脉冲宽度调制（PWM）控制IC和MOSFET构成。

开关电源和线性电源相比，二者的成本都随着输出功率的增加而增长，但二者增长速率各异。

线性电源成本在某一输出功率点上，反而高于开关电源，这一点称为成本反转点。

随着电力电子技术的发展和创新，使得开关电源技术也在不断地创新，这一成本反转点日益向低输出电力端移动，这为开关电源提供了广阔的发展空间。

[8]
开关技术又分为硬开关与软开关。

硬开关是不管开关管上的电压或电流，强行开通或关断开关管，由于开关管不是理想器件，在开通时开关管的电压并不马上降为零，在关断时开关管的电流也不马上降为零，在开通关断期间会产生开关损耗。

随着开关频率上升，开关损耗越大，效率严重降低。

因此，开关损耗限制着电源的小型化与轻量化。

另外，开关管工作在开关管状态时还会产生很高的di/dt和du/dt，从而产生很大的电磁干扰。

[9]
软开关则很好的解决了硬开关所遇到的问题。

软开关技术利用以谐振为主的辅助换流手段，解决了电路中的开关损耗和开关噪声问题，有效提高开关频率。

鉴于软开关的诸多特点，本系统采用软开关技术实现充电电源。

2 系统方案的设计
根据所学电力电子方面的理论基础，设计出大功率充电电源的系统方案，系统方案框图如图2-1
图2-1 系统方案框图
电网交流50Hz市电先经过三相交流滤波电路进行滤波，消除来自电网的各种干扰，如电机启动，电器开关的合闸与关断，雷击等产生的干扰，再通过三相整流滤波电路将电网输入的电源进行整流滤波，得到未稳定的直流电压，为DC/AC变换器提供波纹较小的直流电压，再通过DC/AC变换器把直流电压变成高频交流方波电压，再通过高频变压器得到高频交流电源，又再经过整流滤波电路进行整流滤波就可以获得需要的直流输出电压。

框图中还有辅助电源、驱动电路、保护电路、控制电路等一些辅助电路。

辅助电源：为控制电路和波爱护电路提供满足一定技术要求的直流电源，以保证它们工作稳定可靠。

驱动电路：将控制电路输出的脉冲信号进行功率放大，驱动功率开关管，使其可靠地导通和关断。

保护电路：在开关电源发生过压、过电流或短路等故障时，保护电路检测这些故障状态，输出信号到控制电路，使开关电源停止工作以保护负载和开关电源本身。

控制电路：输出控制脉冲信号，通过检测输出直流电压调整输出脉冲宽度的占空比，以保持输出电压的稳定。

控制电路还包括软启动及停止电路。

基本变换器设计
开关电源的电路结构主要是指DC/DC变换器的拓扑结构，拓扑在电路理论中指电路的结构或连接特性，是与组成电路元件无关的。

按拓扑结构分类，DC/DC 变换器可分为降压式变换器，升压式变换器，反激式变换器，正激式变换器，推挽式变换器，半桥式变换器，全桥式变换器。

[10]
正激式变换器主要用于输入、输出需要隔离的较大功率AC/DC或DC/DC 变换器中；推挽式变换器主要用于输入、输出需要隔离的较低输入电压的DC/DC 或DC/AC变换器中；降压式变换器和升压式变换器主要用于输入、输出不需要隔离的DC/DC变换器中；反激式变换器主要用于输入、输出需要隔离的小功率AC/DC或DC/DC变换器中；半桥式变换器和全桥式变换器主要用于输入、输出需要隔离的大功率AC/DC或DC/DC变换器中，其中全桥式变换器能够提供比半桥式变换器更大的输出功率。

[11]
因此，采用的为全桥式变换器AC/DC开关电源，AC/DC开关电源的典型系统结构如图2-2所示
图2-2 AC/DC系统结构框图
通过整流——DC/DC变换，可以充分利用开关电源的高频特性，大大降低变压器、电感、电容的体积和重量，实现充电电源的小型化、轻量化。

功率开关器件的选择
MOSFET，即金属-氧化层-半导体-场效晶体管，MOSFET通过栅极电压来控制漏极电流的，因此，其特点是驱动电路简单，需要的驱动功率小；开关速度
快，工作频率高；热稳定性优于GTR。

但其电流容量小，导通压降大，耐压低，一般只适用于小功率电力电子装置。

GTR，即电力晶体管，是一种耐高压、大电流的双极结型晶体管，其最主要的特点是耐压高，电流大，开关特性好。

但驱动电路复杂，驱动电流较大、耐浪涌电流能力差、易受二次击穿而损坏。

IGBT，即绝缘栅双极型晶体管，兼有MOSFET的高输入阻抗和GTR的低导通压降两方面的优点。

GTR饱和压降低，驱动电流较大；MOSFET驱动功率小，开关速度快，但导通压降大。

IGBT综合了以上两种器件的优点，驱动功率小而饱和压降低。

非常适合应用于大功率变流系统，如交流电机、变频器、开关电源、照明电路、牵引传动等领域。

[12]
鉴于IGBT与GTR，MOSFET相比本系统采用IGBT为主要开关器件。

谐振电路的选择
软开关电源的谐振变换技术主要分为以下几类：准谐振电路、零开关PWM 电路、零转换PWM电路、全谐振型电路。

准谐振电路分为零电流开关准谐振电路和零电压开关准谐振电路，其特点是谐振元器件参与能量变换的某一个阶段，不是全过程。

在开关电源中主要应用在桥式或单端电路中。

零开关PWM电路引入了辅助开关来控制谐振的开始时刻，使谐振仅发生在开关过程前后。

它可分为零电压开关PWM电路和零电流开关PWM电路。

同准谐振电路相比，这类电路有很多明显的优势：电压和电流基本上是方波，只是上升沿和下降沿较缓，开关承受的电压明显降低，电路可以采用开关频率固定的PWM控制方式。

零转换PWM电路还是采用辅助开关控制谐振的开始时刻，所不同的是谐振电路与主电路并联，因此输入电压和负载电流对电路的谐振过程影响较小，电路在很宽的输入电压范围内并从零负载到满载都能工作在软开关状态。

而且在电路中无功功率的交换被削减到最小，进一步提高了电路效率。

零转换PWM电路可以分为零电压转换PWM电路和零电流转换PWM电路。

[13]
移相全桥PWM电路是目前应用最广泛的软开关电路之一。

它的特点是电路很简单，同硬开关电路相比，并没有增加辅助开关等元件，而是仅仅增加了一个谐振电感，就使电路中四个开关器件都在零电压的条件下开通。

因此，本系统采用移相全桥PWM电路。

全谐振型电路按负载与谐振电路的关系可分为串联谐振电路和并联谐振电路，在谐振电路中，谐振元件一直谐振工作，参与能量变换的全过程，该电路与负载关系密切，对负载的变化很敏感，主要应用在半桥或全桥开关电源中。

[14] 其他电路的分析
由于电网存在大量的谐波，因此，在进行电力变换之前，应首先对电流进行滤波，再经过后续电路的整流滤波、DC/DC转换，供蓄电池充电。

由于实际的充电电源是一个复杂的系统，为了提高系统的可靠性，除了主电路、控制电路、驱动电路外，还应该包括过电流检测电路、保护电路等等。

另外，还应考虑到电磁干扰的问题。

3 主电路的计算分析
输入滤波电容的设计
电源输入滤波电容的设计过程中，Cin的选择是比较关键的。

Cin如果过大，其充电电流脉冲宽度变窄，幅值增高，导致输入功率因素降低，过高的输入电流使得输入整流管和滤波电容的损耗增加；Cin如果过小，直流电压Vin的脉动就会比较大，为了得到所要求的输出电压，需要比较大的占空比调节范围和过高的控制闭环增益。

用经验公式来进行设计输入滤波电容，在最低输入交流电时，整流滤波后的直流电压的脉动值Vpp是最低输入交流电压的10%左右。

输入市电，相电压220V，50HZ。

电源输入滤波电容的计算过程如下：
线电压有效值Vline（min）～Vline（max）为380（1+10%）=342V～418V 线电压峰值Vline（min）～Vline（max）为～
整流滤波后直流电压的最大脉动值为低电压峰值的10%。

Vpp=Vline（min）×10% = （3-1）为了保证整流滤波后的直流电压最小值Vi(min)符合要求。

每个周期中Ci所提供的能量约为Wi，其中效率90%，因此：
（3-2）每半个周期输入滤波电容所提供的能量为：
（3-3）因此，输入滤波电容容量为
（3-4）根据电容生产厂家提供的手册，考虑到实际工作环境和电压要求，可选择采用两只3300μF/450V的电容串联使用
（3-5）选定电容后把电容值带回式子3-3可计算出Vi（min）
Vi（min）= （3-6）
输入整流电力二极管的选择
输入整流电路如下图3-1所示：
图3-1输入整流电路
整流二极管耐压值按式4-1确定，根据电网电压，考虑到其峰值、波动、闪电等因素，取波动系数为，安全系数=2，并由此等到参考表3-1：[15]
表3-1 电力二极管的选择参考表
系列输入交流电压直流电压峰值耐压URRM
200V 622V 800V
200V系列220V 684V 800V
240V 746V 800V
400V 1244V 1600V
400V系列440V 1369V 1600V
480V 1498V 1600V
（3-7）根据式子3-7和表3-1可以计算比较出输入整流二极管选用440V系列的400V/1244V/1600V。

IGBT的选择
IGBT逆变电路如图3-2所示：
图3-2 IGBT逆变电路
确定电压额定值UCE（rat）：
选择IGBT与选择整流二极管的最大不同是：整流二极管的输入端直接与电网相连，电网容易受到外界的干扰，特别是雷电干扰，因此，选择的安全系数较大；而IGBT是位于逆变桥上，其输入端常以力电容并联，起到缓冲波动和干扰的作用，因此，安全系数不必取很大。

一般取安全系数，UAC为电网电压220V,平流后的直流电压由下式进行计算：
（3-8）关断时的峰值电压由下式进行计算：
（3-9）式中，为过压保护系数；为安全系数，一般取；150为由引起的剑锋电压。

令，并向上靠拢IGBT的实际电压等级，取UCE（rat）=1200V
确定电流额定值IC
Vin（min）=659V，电影容量为80KV·A，由
（3-10）
（3-11）
（3-12）
式中，P为电源容量；为在电网压向下的波动系数；为Io的峰值；为允许1min过载容量；为IC减小系数。

因为IGBT器件手册上给出的IC是在结温Tj=25℃条件下，而实际工作中，由于热损耗，Tj总要升高，IC的实际允许值降下降1/。

由上述三个式子可以求出
（3-13）根据IGBT等级，实取300A，即IGBT取300A/1200V。

[16]
IGBT的保护电路
图3-3、3-4、3-5中示出了三种通用的IGBT缓冲回路。

缓冲电路3-4是由一个无感电容并联在正负母线之间。

在小功率设计时，这种缓冲回路对抑制电压瞬变有很好的作用，而且只用一个电容组成，成本很低。

但随着功率等级的加大，这种缓冲回路可能会和母线的寄生电感做减幅振荡。

缓冲回路3-5使用快恢复二极管解决了3-4在大功率应用中得振荡问题。

这个二极管可以筘位瞬变电压，从而抑制振荡的发生。

缓冲电路3-5的时间常数，应该设为开关周期的三分之一，即f=1／3T。

对于大功率级别的IGBT，回路电感太大，3-5型电路无法有效的抑制电压瞬变。

所以在大电流应用中，常用到缓冲电路3-5。

这种吸收回路类似于3-4型，只是具有较小得回路电感。

因为这种电路的直接联接在每个IGBT的集电极和发射极。

在功率非常大的应用场合使用一个3-3型吸收电路和一个3-5型吸收电路的组合，这主要是抑制主缓冲回路的寄生振荡。

图3-3 保护电路1图3-4保护电路2
图3-5保护电路3
由于本电源功率较大，所以选用一个3-8型吸收电路和一个3-10型吸收电路的组合作为IGBT吸收回路，保护IGBT。

开关频率的设计
考虑到该电源的输出功率较大，开关频率做的太高会使损耗过大，同时，考虑到变压器磁芯的损耗，变压器体积，充电机工作噪声等原因，本电路取开关频率
fs=50kHz。

即T=20us，死区按20us计。

高频变压器的设计
前桥变换器的电压增益为：
（3-14）上式是不考虑开关管压降，副边整流二极管压降，输出电感压降等，得出的公式。

实际工程中，必须考虑。

另外，为了提高高频变压器的利用率，减小开关管的电
流，降低输出整流二极管的反向电压，从而减小损耗和降低成本，高频变压器原
副边变比应尽可能取的大一些。

为了在规定的输入电压范围内能够输出所要求的电压，变压器的变比应该按最低输入电压Vi（min）选择。

考虑到移相控制方案存在副边占空比丢失的现象，选择副边得最大占空比为，则可计算出副边电压Vsec(min)为：
（3-15）其中V o(max)取267V，VD是输出整流二极管的压降，VLf是输出滤波器电感上的直流压降。

因此，变压器初、次级变比,选择变比K=2
输出整流二极管的选择
输出的整流电路如图3-6所设，本电源的开关频率为50KHZ，输出整流二极管应选用外延型快恢复二极管。

图3-6输出整流电路
额定电压的计算：
变压器次级是双半波整流电路，加上在整流管上的反响电压
（3-16）对于本电路，整流管上承受的最大反响电压为：
（3-17）在整流管开关时有一定的电压振荡，因此考虑两倍余量，可以选择
2V的整流管。

额定电流的计算：
在双半波整流电路中，在一个开关周期内，整流管的开关情况是：当变压器次级有电压时，只有一个整流管导通；当变压器次级电压为零时，两个整流管同事导通，可近似认为它们流过的电流相等，即均流为负载电路的一半。

这样可以按照下式计算整流管的电流：
（3-18）变压器次级的最大占空比为，负载电流的限流值为32A，根据上式子可以算出IDR=，整流管中流过的最大电流为：
（3-19）
根据计算结果，我们选择了IXYS公司生产的DSEl2x 101．12A型快恢复二极管模块。

它在一个模块中封装了两个二极管。

每个二极管耐压值为1200V，平均工作电流为91A，反向恢复时间40ns。

输出滤波电感的设计
输出滤波电感的计算公式如下：
（3-20）当输入电压最高Vi(max)=、输出电压最低值V o（min）=250V，
Io（max）=P/V0（max）=32A
（3-21）
由上式可以算出Lf的最大值为Lf=590μH
输出滤波电容的选择
输出滤波电容量的计算公式如下：
（3-22）根据前人的经验，输出电压的峰-峰值＜200mv，考虑到功率开关管开关盒输出整流二极管开关时造成的电压尖峰以及直流母线电压的残留的100Hz 纹波，可以另输出电压的交流纹波为=50mv。

当输入电压最高Vi（max）=，输出电压最低Vo(min)=250V时，根据上式，Cf取最大值Cf=μF。

考虑到点解电容有寄生电阻ES，这里选用两个电容量为3300μF的点解电解电容并联使用。

[17]
4 结束语
全文小结
面对能源源和环境的巨大压力，到功率充电电源的研究和设计为各国政府所关注。

本文选取了软开关全桥变换器拓扑，研制了80KV·A的大功率充电电源。

该拓扑结构具有辅助电路结构简单、副边整流管电压应力小、工作频率高，整机体积小，整体效率较高等优点，非常适合使用IGBT作为功率器件，在中大功率场合应用中很有发展前途。

针对IGBT开关损耗的问题，采用移相全桥ZVZCS PWM变换器，利用开关管自身的体二极管和结电容以及主变压器漏感和辅助谐振网络可以方便的实现主电路开关管的ZVZCS，这对于提高主电路开关频率、降低损耗，。