混沌信号发生器的DSP实现

第28卷　第12期系统工程与电子技术
Vol.28　No.122006年12月
Systems Engineering and Electronics Dec.2006
文章编号:10012506X (2006)1221956204
收稿日期:20051018;修回日期:20060524。

作者简介:丁凯(1978),男,博士,主要研究方向为混沌信号技术。

E 2mail :dingkai @t
混沌信号发生器的DSP 实现
丁　凯1,2,陈佳民1,2,杨汝良1
(11中国科学院电子学研究所,北京100080;21中国科学院研究生院,北京100039)
摘　要:混沌信号具有噪声的统计特性,可在雷达系统中作为噪声源使用。

设计了一种使用DSP 产生混沌信
号的电路,该电路主要由DSP 、CPLD 、FIFO 以及DAC 四种芯片组成,通过控制外部时钟,可以产生不同带宽的混沌信号,通过改变程序,可以产生混沌调幅、调频及调相信号。

实验结果表明了该方法的有效性。

关键词:混沌信号;信号发生器;脉冲压缩中图分类号:TN957.51 文献标识码:A
Implementation of chaotic signal generator using DSP
DIN G Kai 1,2,C H EN Jia 2min 1,2,YAN G Ru 2liang 1
(11I nst.of Elect ronics ,Chinese A cadem y of Sciences ,B ei j ing 100080,China;21Graduate School ,Chinese A cadem y of S ciences ,B ei j ing 100039,China )
Abstract :Chaotic signal has t he same stochastic properties as noise ,and can be used as noise source in ra 2dar systems.A chaotic signal generation DSP circuit ,which consist s of four main part s ,i.e.DSP ,CPLD ,FIFO and DAC ,is investigated.The band of t he chaotic signal generated by t his circuit is determined by t he fre 2quency of t he clock.Chaotic AM ,FM and PM signals can be generated.The experimental result s show t his met hod is efficient.
K ey w ords :chaotic signal ;signal generator ;p ulse compression
0　引　言
混沌信号具有初值敏感性和类随机性,具有低截获概
率(low probability of intercept ,L PI )和电子对抗性能(elec 2tronic counter countermeasure ,ECCM ),可在脉冲压缩雷达系统中替代现有的Barker 码、m 序列以及各种多相码元序列。

而且混沌信号的模糊函数是理想的图钉形,具有无模糊测距测速能力;同时混沌信号具有良好的互相关性能,选择不同的初值,可产生互不相关的混沌序列,从而可在脉冲间实现波形捷变,因此在电子对抗中有着良好的应用前景。

目前对于混沌信号源的研究,有模拟电路和数字电路两种方法[1-3]。

使用模拟电路产生的混沌信号不具有周期性,其统计特性和热噪声信号一致,但电路复杂,对混沌状态的控制和同步比较困难,限制了该方法的应用;用数字电路产生混沌信号则较为灵活,可以任意更换迭代方程,数字混沌系统容易控制和同步,但数字系统的精度有限,产生的混沌信号具有周期性,通过使用两层迭代法[1]或者在迭代方程中加入一个小扰动[3]都可以有效地增长混沌序列的长度。

目前的混沌信号发生器多是产生混沌序列,再根据所
采用的调制方式设计调制器,这样混沌信号源的可移植性不好。

本文设计的混沌信号发生器可在不改变硬件的条件下生成混沌调频、调相或调幅信号的基带信号,输出接口为I 、Q 两路模拟信号,这两路信号直接送入正交调制器即可得到所需的混沌信号。

该方法可使对调频、调相或调幅的选取都通过改变程序完成,而不需要改变调制器,减小了硬件制作的时间周期。

1　混沌信号的三种调制方式
为了保存信号的相位信息,采用正交双通道法产生基带信号,然后通过正交调制把基带信号调制到指定中频。

该方法不仅可以保存相位信息,还可以充分利用信号带宽,数据量小,数模转换器(DAC )速度要求低。

如果把中频信号表示成s ci (t ),则信号可以分解成
s ci (t )=a (t )cos [2
πf 0t +φ(t )]=a (t )cos (2
πf 0t )cos [φ(t )]+a (t )sin (2
πf 0t )sin [φ(t )](1)
式中:f 0———中频,I 、Q 两路基带信号分别表示成
s I (t )=a (t )cos [φ(t )]
(2)s Q (t )=a (t )sin [φ(t )]
(3)
　第12期丁凯等:混沌信号发生器的DSP 实现
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通过混沌信号源产生I 、Q 两路基带信号后,分别与正交中频调制,得到中频信号。

实现原理框图如图1所示。

显然,信号都是采用正交调制,而具体对调频、调相和调幅的选取则可通过改变式(2)和式(3)实现,这可以在混沌信号源中通过软件实现,从而在不改变硬件的情况下实现调制方式的改变。

图1　正交双通道基带信号调制
假设混沌序列为x 0,x 1,x 2,…采样时宽为Δt ,则三种
调制方式分别讨论如下。

111　混沌调频信号对于混沌调频信号[4-5],采用Bernuolli 映射产生混沌序列,Bernuolli 映射定义为
x n+1=f (x n )=rx n (mod 1)
(4)其中x n ∈[0,1],r 是大于等于2的整数。

将式(1)中的幅
值a (t )变为常数A ,相位φ(t )变为2πK ∑n
i =0
(x
i
-015)・
Δt ,K 为调频系数,信号带宽为-K/2≤f ≤K/2,通常选取K
=1/Δt ,则I 、Q 两路信号变为
s I (n
Δt )=A cos [2π∑n
i =0(x i
-015)](5)s Q (n
Δt )=A sin [2π∑n
i =0
(x
i
-015)]
(6)
112　混沌调相信号
对于混沌调相信号[6-7],将混沌序列x 0,x 1,x 2,…二
元量化,得到混沌二元序列{b n ∈{0,1}|n =1,2,3,…},与混沌调频信号相同,将式(1)中的幅值a (t )变为常数A ,相
位φ(t )变为b n πp (t -n
Δt ),式中p (t )=
1,　0≤t ≤
Δt 0,　其它
则I 、Q 两路信号变为
s I (n
Δt )=A cos [b n πp (t -n Δt )](7)s Q (n
Δt )=A sin [b n πp (t -n Δt )](8)113　混沌调幅信号
混沌调幅信号相对于调频、调相信号来说较为简单,将
式(1)中的幅值a (t )变为x n p (t -n
Δt ),相位φ(t )变为常数<,则I 、Q 两路信号变为
s I (n
Δt )=x n p (t -n Δt )cos <(9)s Q (n
Δt )=x n p (t -n Δt )sin <(10)2　硬件解决方案
实现基带信号的产生有两种比较方案:(1)波形存储
直读;(2)实时计算产生混沌信号。

第1种方案通过计算机按照式(5)～式(10)预先生成信号的采样值序列,存入信号源的存贮器(如EPROM 或FLASH )中,在时钟的作用下通过滤波器平滑输出。

该方法原理简单,成本低廉,电路结构简单,但所需存储器容量过大。

对于混沌信号,为了实现波形捷变,在每个脉冲之中都要使用不同的混沌序列,这样所需的存储器容量巨大,给电路板制作带来一定困难。

方案2则通过DSP 芯片实时产生信号的采样值序列,存入FIFO ,在时钟信号的控制下送入DAC 进行转换,通过滤波器输出。

这种方法原理较方案1复杂,但所需的存储器较小,使得电路板的制作变得可行,因此本文选用方案2制作混沌信号发生器。

信号发生器的原理框图如图2所示。

电路由4部分组成:(1)控制单元CPLD ;(2)计算单元DSP ;(3)存储单元FIFO ;(4)转换单元DAC 。

信号发生器工作于脉冲雷达体制下,在一个脉冲重复周期内,信号发生器只在一个脉冲内向外输出基带信号,信号的带宽取决于FIFO 的输出时钟。

信号发生器工作时序如下:在脉冲结束时DSP
开始运算,产生混沌基带信号采样值,数据存入FIFO ,一个脉冲内所需的信号采样值必须在下一个脉冲来之前全部生成并送入FIFO ,下一个脉冲到来后,FIFO 中的数据在输出时钟的控制下送入DAC 转换并输出。

工作时序如图3所示。

211　控制单元CP LD
为了和整个雷达系统协调工作,信号发生器需要把系
统时钟CL K 和脉冲重复频率PRF 作为输入,控制单元CPLD 接收输入信号,产生8路控制信号:DSP 触发信号,FIFO 清零信号,FIFO 输入、输出使能信号,FIFO 读、写时钟,DAC 输入时钟以及转换时钟。

PRF 选通脉冲的下降沿作为DSP 触发信号,DSP 触发信号触发DSP 运算并产生混沌序列,通过查表生成基带采样信号,在FIFO 输入时钟的控制下存入FIFO 。

PRF 上升沿触发CPLD 输出FIFO 使能信号和DAC 使能信号,FIFO 中存储好的数据在FIFO 输出时钟的驱动下送入DAC 进行转换。

显然,FIFO 的输出时钟、DAC 输入时钟和转换时钟相等,并且决定了信号
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系统工程与电子技术第28卷　
带宽。

式(5)、
(6)中所示的调频信号带宽即为1/Δt ,显然调相调幅信号的带宽也为1/Δt [8]。

由于输入时钟信号为100MHz ,而输出信号的带宽由FIFO 的输出时钟控制,所以需要根据期望的信号带宽对信号进行分频,如果所希望的信号带宽为50M Hz ,即I/Q 两路分别为25MHz 带宽的信号,则需要在CPLD 中进行4分频,得到FIFO 输出时钟和DAC 的输入和转换时钟。

可见CPLD 需要实现的逻辑功能较为简单,又为了使输出电压为TTL 电平,选用了X ilinx 公司的CPLD 产品XC9536X L ,宏单元数目为36,内核电压为313V ,最高工作频率为178MHz ,可达到系统功能要求。

212　计算模块DSP
DSP 承担着产生混沌序列和混沌基带信号采样值序列的任务。

由于数字化系统中产生的混沌序列都具有周期性,系统的精度越高,序列的周期越长。

为了提高信号的抗干扰性能,希望提高序列的周期长度,故选用TI 公司的32位高速DSP 芯片TMSC6000系列。

在速度方面,混沌序列通过迭代运算产生,其中需要乘加运算。

如果混沌序列采用Bernoulli 映射产生(混沌调频信号),则必须用到取模运算。

对于浮点芯片,取模运算所消耗的时钟周期过多,在现有浮点DSP 芯片速度的限制下难以达到所需运算量,故决定采用定点芯片。

使用定点运算,则为得到一个混沌序列点每次迭代最多需要100个时钟周期。

信号发生器产生的信号带宽定位在0～100M Hz ,由于分成I/Q 两路,每路带宽为0～50M Hz 。

信号采样率设计为2倍信号带宽,即采样率为100M Hz ,由于信号选通脉冲为30μs ,则在每个脉冲中要产生30μs ×100M Hz =3000个信号采样值。

而PRF 最高为2kHz ,即DSP 必须在015ms 内产生3000个采样值,所以DSP 的主频必须达到(015×10-3/3000/100)-1=600M Hz 。

因此选用了高速的TMS320C6414,其工作频率最高可达600M Hz ,能满足系统需求。

213　存储单元FIFO
因为DSP 产生混沌序列的速度与信号的采样频率不
可能恰好完全一致,必须使用FIFO 存储产生好的信号采样值序列。

数据精度采用12位,数据深度则由每个脉冲中的信号长度决定,由于每个脉冲中有3000个采样值,不到3K ,综合考虑,选用CYPRESS 公司生产的CY7C4255V ,该芯片数据精度为18bit ,数据深度为8K ,最高工作频率为100M Hz ,完全满足系统要求。

DSP 通过EDMA 口把产生好的信号采样点送入到FIFO 中。

FIFO 的输出时钟则根据系统带宽决定,如果要得到50M Hz 的信号,则FIFO 的输出时钟为25M Hz ,即I/Q 两路信号都为25M Hz ,调制到中频后即可得到一个带宽为50M Hz 的信号。

214　数模转换单元
由于所产生的基带信号为I/Q 两路,DAC 芯片相应地选择了双口、高速、双通道的12位CMOS DAC AD9785,该芯片有125MSPS 的刷新率,专为I/Q 双通道设计优化,非常适合本信号发生器的应用。

DAC 的读入时钟和转化时钟和FIFO 的输出时钟一致。

由于AD9785是差分输出,在输出端连接了运算放大器AD8047,可将输出电压放大到±110V 。

3　混沌信号发生器的软件流程
DSP 芯片内运行产生混沌序列的程序,为了延长混
沌序列的周期,采用两层迭代法[1]生成混沌序列。

以混沌调频信号为例,产生方法如图4所示,两层迭代中映射的参数r 不能相同。

第一层迭代产生各个脉冲中混沌序列的初值,选取参数r 1,如果总共需要N a 个脉冲,则第一层迭代产生的序列长度为N a 。

第二层迭代使用第一层迭代产生的混沌序列作为初值,生成各个脉冲中的混沌序列,选取参数r 2,根据所要探测的距离选取每个脉冲中的混沌序列长度为N r 。

混沌序列生成后送入累加器进行累加,在每个脉冲开始时累加器清零,然后在时钟信号的触发下顺序累加,结果送入正余弦单元,得到混沌调频基带信号。

图4　混沌序列产生示意图
程序流程如图5所示。

上电后程序开始运行,初始完DSP 后进入循环等待,在PRF 选通脉冲结束后,DSP 收到CPLD 发来的触发信号,进入中断程序。

在中断程序中先
进行第一层迭代,产生混沌序列的初值,将该初值代入第二层迭代函数,产生混沌序列。

通过累加和查表得到混沌信号基带采样值,然后经过EDMA 口送入FIFO 存储,中断程序结束,程序重新进入等待状态,等待下一个PRF 结束时CPLD 发来的触发信号。

4　实验验证
本文通过产生混沌调频信号来说明上面混沌信号发生
器的可行性。

信号带宽为50M Hz ,脉冲长度为20μs ,根据式(4)选择第一层迭代的参数为r 1=3,初值为011;第二层迭代的参数为r 2=5,初值由第一层迭代产生。

通过示波器TDS3054B 采样得到图6所示的I/Q 两路混沌基带信号,显然该信号看似噪声信号。

通过频谱仪测得信号的功率谱
　第12期
丁凯等:混沌信号发生器的DSP 实现
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图5　程序流程图
如图7所示。

由图可见,信号的频谱整体呈现SINC 函数形状,只是在波形边缘有起伏,这是由混沌序列的伪随机性决定的。

信号的0dB 主瓣宽度(即信号带宽)为50M Hz 。

使用MA TLAB 对采样信号进行处理,通过与DSP 内部完全相同的程序可以产生混沌信号的采样值序列,并将其作为匹配滤波器的参考函数,将从信号发生器输出口得到的采样信号进行匹配处理,得到图8所示的自相关函数。

可见自相关函数为delta 函数形状,旁瓣较低,如果采取旁瓣抑制措施,旁瓣影
响还能进一步降低。

图8　匹配滤波的结果
5　结　论
本文提出了一种混沌基带信号的产生方法,通过改变
DSP 的程序,可方便地产生混沌调频、调相和调幅信号;改变CPLD 的程序,可以改变FIFO 的输出时钟,从而产生不同带宽的混沌信号。

通过实验验证,该混沌信号发生器产生的混沌信号具有良好的自相关特性,可用于雷达系统中提高系统抗干扰能力。

参考文献:
[1]Heidari 2Bateni G.Chaotic signals for digital communication[M ].
West L af ayette :Purdue Universit y ,1992.
[2]董论,于歆杰,郭静波,等.基于DSP 与DDS 的混沌信号源的设
计与实现[J ].清华大学学报(自然科学版),2004,44(7):873
875.
[3]邵保华,庞伟正.混沌扩频序列的数字产生及其DSP 实现[J ].应
用科技,2004,31(5):2527.
[4]Flores B C ,Solis E A ,Thomas G.Assessment of chaos 2based FM
signals for range 2Doppler imaging[J ].I E E Proc.of Radar S o 2
nar N av.,2003,150(40):100
111.
[5]Ding K ,Yang R.Point target imaging simulation using chaotic
signals[C ]∥I E E E I nternational Radar Conf erence ,A rling 2
ton ,2005:847
850.
[6]Wu X ,Liu W ,Zhao L ,et al.Chaotic phase code for radar pulse
compression[C ]∥I E E E N ational Radar Conf erence Proceed 2
ings ,A tlanta ,2001:279
283.
[7]沈颖,刘国岁.混沌相位调制雷达信号的模糊函数[J ].电子科学
学刊,2000,22(1):5560.
[8]林茂庸,柯有安.雷达信号理论[M ].北京:国防工业出版
社,1981.。