基于四通道相参融合的全极化MIMO雷达目标检测方法与制作流程

图片简介:
本技术提出一种基于四通道相参融合的全极化MIMO雷达目标检测方法，其步骤是：实时获取四个极化通道的回波信号；遍历所有的通道锁相环；获取低频信号；获取通道锁相环的输出信号；若所有的通道锁相环全部进入锁定状态，则获得相参融合信号后，进行目标检测；若所有的通道锁相环没有全部进入锁定状态，则继续选择未锁定的通道锁相环，直到所有的通道锁相环全部进入锁定状态后，获得相参融合信号进行目标检测。

本技术通过利用锁相环对目标极化散射系数进行相位补偿，从而可以相参地累积分集通道，进而提高了全极化
MIMO雷达目标检测的极化检测性能。

技术要求
1.一种基于四通道相参融合的全极化MIMO雷达目标检测方法，其特征在于，将全极化MIMO雷达四通道回波信号输入到四个不同锁相环后，补偿目标回波信号的相位，相参融合检测四通道输出信号；该方法的具体步骤包括如下：
(1)实时获取四个极化通道的回波信号：
对全极化MIMO雷达的垂直极化接收通道和水平极化接收通道的回波信号，分别进行脉冲压缩，将得到的四通道回波信号作为锁相环输入信号；
(2)选择一个未选取过的通道锁相环；
(3)获取低频信号：
将所选通道的锁相环输入信号分别与其对应的同相支路和正交支路的复制载波混频，将混频后的信号经低通滤波器滤波后得到低频信号；
(4)获取通道锁相环的输出信号：
(4a)计算所选通道的锁相环中环路滤波器的输出信号：
(4b)对所选的通道目标回波的相位进行相位补偿，获得目标回波信号的相位信息；
(4c)计算所选的通道锁相环的输出信号；
(5)判断所选的通道锁相环的输出是否大于锁定门限值，若是，则该锁相环进入锁定状态后执行步骤(6)；否则，将所选的通道锁相环输入信号补偿后的相位分别作为同相支路和正交支路的复制载波的相位后执行步骤(3)；
(6)判断是否已选完所有的通道锁相环，若是，执行步骤(7)；否则，执行步骤(2)；
(7)获得相参融合信号：
将四个通道的锁相环输出信号进行相加得到的相参融合信号；
(8)检测目标：
将相参融合信号与检测门限值进行比较，若相参融合信号大于检测门限值，则判定为存在目标，若相参融合信号小于检测门限值，则判定为不存在目标。

2.根据权利要求1所述基于四通道相参融合的全极化MIMO雷达目标检测方法，其特征在于，步骤(4a)中所述的所选通道的锁相环中环路滤波器的输出信号是由下式计算得到的：
lk＝pk-1+c1*|β|*cos(arctan(I(k)/Q(k)))
pk＝pk-1+c2*|β|*cos(arctan(I(k)/Q(k)))
其中，lk表示所选的通道锁相环中环路滤波器第k步的输出信号值，pk-1表示所选的通道锁相环中的环路滤波器中间变量在第k-1步的值，c1和c2均表示所选的通道锁相环的时间参数，|·|表示取绝对值操作，β表示所选的通道目标散射项，*表示相乘操作，cos(·)表示余弦操作，arctan(·)表示反正切操作，I(k)表示所选的通道锁相环中同相支路第k步的低频信号值，Q(k)表示所选的通道锁相环中正交支路第k步的低频信号值，pk表示所选的通道锁相环中的环路滤波器中间变量在第k步的值。

3.根据权利要求2所述基于四通道相参融合的全极化MIMO雷达目标检测方法，其特征在于，步骤(4b)中所述对所选的通道目标回波的相位进行相位补偿，获得目标回波信号的相位信息，由下式实现的：
ωk＝2*π*d0+K*lk
其中，ωk表示对所选的通道锁相环输入信号第k步补偿后的相位，π表示圆周率，d0表示所选的通道锁相环中的数字控制振荡器自身频率，K表示所选的通道锁相环中的数字控制振荡器的增益。

4.根据权利要求3所述基于四通道相参融合的全极化MIMO雷达目标检测方法，其特征在于，步骤(4c)中所述所选的通道锁相环的输出信号是由下式计算得到的：
sk＝|β|*exp[j*((2*π*f-ωk)*k+φβ+φ)]
其中，sk表示所选通道的锁相环第k步的输出信号值，exp(·)表示以自然常数e为底的指数操作，j表示虚数符号，f表示所选的通道锁相环输入信号的频率，φβ表示所选通道的目标散射项β的复角，φ表示所选的通道锁相环输入信号的初始相位。

5.根据权利要求2所述基于四通道相参融合的全极化MIMO雷达目标检测方法，其特征在于，步骤(5)中所述锁定门限值是由下式计算得到的：
η＝0.9*|β|
其中，η表示所选通道锁相环的锁定门限值。

6.根据权利要求1所述基于四通道相参融合的全极化MIMO雷达目标检测方法，其特征在于，步骤(8)中所述检测门限值是由下式计算得到的：
其中，γ表示检测门限值，表示系统噪声的方差，Q-1(·)表示对标准高斯分布的累积分布函数进行积分操作，pf表示系统给定的虚警概率。

技术说明书
基于四通道相参融合的全极化MIMO雷达目标检测方法
技术领域
本技术属于雷达技术领域，更进一步涉及雷达目标检测技术领域中的一种基于四通道相参融合的全极化多输入多输出MIMO(Multiple-InputMultiple-Output)雷达目标检测方法。

本技术可用于在全极化MIMO雷达实时跟踪中对动态目标极化检测。

背景技术
动态目标极化检测性能是全极化MIMO雷达中的重要问题之一。

对具有一定信噪比的极化雷达信号，利用噪声、杂波和目标的极化信息差异提高检测概率，这就是目标极化检测。

全极化MIMO雷达通常具有四个极化通道，并且在雷达处处理目标的四个不同极化分量。

通常，不同通道中的目标回波是不同的，甚至在统计上是相互独立的。

在目标搜索模式下，通常无法获取目标的极化散射系数的相位，因此，不同通道中的信号通常是非相参处理的。

基于不同背景，学者们提出了多种极化检测器。

美国MIT林肯实验室Nova 等人提出的最优极化检测器OPD(OptimizedPolarimetricDetector)，是Neyman-Pearson准则下的最优检测器，其检测性能给出了所有检测器的上限。

但是，OPD检测器需要精确已知目标回波的协方差矩阵，这在实际使用中不易获得，所以，为了避免精确估计目标回波的协方差矩阵，常用均匀加权的非相参积累检测器来融合不同极化接收通道中的回波信号，但由于获取的极化信息不多，使得均匀加权的非相参累积检测器在全极化雷达中的检测性能一般。

中国人民解放军国防科技大学在其拥有的专利技术“一种基于白化滤波的极化MIMO雷达检测方法”(专利申请号201810964389.X，申请日2018.08.23，授权公告号CN108983227B)中介绍了一种基于白化滤波的极化MIMO雷达目标检测方法。

该方法实现的具体步骤是，(1)全极化MIMO雷达水平极化发射、垂直极化接收的信号与垂直极化发射、水平极化接收的信号相同，具有相同信噪比；(2)为了避免精确估计目标回波的协方差矩阵，用参考距离单元和待检测距离单元观测数据估计杂波和热噪声的协方差R；(3)计算检验统计量(4)计算检测门限；(5)判断目标是否存在。

该方法存在不足之处是：在实际应用中，全极化MIMO雷达水平极化发射、垂直极化接收的信号与垂直极化发射、水平极化接收的信号不一定相同，不一定具有相同信噪比，会导致该方法估计噪声协方差时，计算量增加运算复杂度增大。

西安电子科技大学在其申请的专利文献“全相参全极化MIMO雷达四通道融合目标检测方法”(专利申请号201611094003.1，申请日2016.12.02，申请公布号CN106597381A，申请公布日2017.04.26)中介绍了一种全相参全极化MIMO雷达四通道融合信噪比加权目标检测方法。

该方法实现的具体步骤是，(1)全相参全极化MIMO雷达通过正交极化通道发射波形相互正交的信号；(2)全相参全极化MIMO雷达通过正交极化通道接收回波信号；(3)对正交极化接收通道接收的回波信号进行四路脉冲压缩，得到四个极化通道回波信号；(4)在目标回波信号的极化信息获取不足的情况下，采用根据回波信号进行计算的方式，估计回波信号信噪比，构建信噪比加权矩阵，对四个极化通道信号进行信噪比加权非相参融合检测。

该方法存在不足之处：该方法采用构造信噪比加权矩阵的方式对全极化MIMO雷达的四个极化通道的回波信号进行融合检测，是因为目标回波信号的极化信息获取不足，无法准确估计目标回波协方差矩阵。

技术内容
本技术的目的在于针对上述现有技术存在的不足，提出了一种基于四通道相参融合的全极化MIMO雷达目标检测方法。

用于解决目标回波信号极化信息获取不足导致的目标回波协方差矩阵估计不准确的问题。

实现本技术目的的思路是：目标搜索模式下的检测通过非相参模式下的四个极化通道上的非相参信号融合算法完成，当检测到目标并且航迹起始后，需要通过后续观察来跟踪目标，并且希望使用过去观察中的信息来提高检测性能。

为此，考虑使用锁相环来跟踪目标多普勒信息和目标极化信息。

锁相环进入锁定状态后，将会补偿目标回波的相位，实现四个极化通道的相参融合，进而提高检测检测。

本技术的具体步骤如下：
(1)实时获取四个极化通道的回波信号：
对全极化MIMO雷达的垂直极化接收通道和水平极化接收通道的回波信号，分别进行脉冲压缩，将得到的四通道回波信号作为锁相环输入信号；
(2)选择一个未选取过的通道锁相环；
(3)获取低频信号：
将所选通道的锁相环输入信号分别与其对应的同相支路和正交支路的复制载波混频，将混频后的信号经低通滤波器滤波后得到低频信号；
(4)获取通道锁相环的输出信号：
(4a)计算所选通道的锁相环中环路滤波器的输出；
(4b)对所选的通道目标回波未知的相位进行相位补偿，获得目标回波信号的相位信息；
(4c)计算所选的通道锁相环的输出信号；
(5)判断所选的通道锁相环的输出是否大于锁定门限值，若是，则该锁相环进入锁定状态后执行步骤(6)；否则，将所选的通道锁相环输入信号补偿后的相位分别作为同相支路和正交支路的复制载波的相位后执行步骤(3)；
(6)判断是否已选完所有的通道锁相环，若是，执行步骤(7)；否则，执行步骤(2)；
(7)获得相参融合信号：
将四个通道的锁相环输出信号进行相加得到的相参融合信号；
(8)检测目标：
将相参融合信号与检测门限值进行比较，若相参融合信号大于检测门限值，则判定为有目标，若相参融合信号小于检测门限值，则判定为没有目标。

本技术与现有的技术相比具有以下优点：
第一，由于本技术对所选的通道目标回波未知的相位进行相位补偿，获得目标回波信号的相位信息，克服了现有技术无法获取目标回波信号相位信息，使得目标回波信号极化信息获取不足，导致目标回波协方差矩阵估计不准确的问题，使得本技术提高了检测目标的概率。

第二，由于本技术通过实时获取四个极化通道的回波信号，获得通道锁相环的输出信号，获得相参融合信号，克服了现有技术在实际应用中全极化MIMO雷达水平极化发射、垂直极化接收的信号与垂直极化发射、水平极化接收的信号不一定相同，不一定具有相同信噪比，会导致该方法估计噪声协方差时，计算量增加运算复杂度增大的问题，使得本技术在实际工程中实现更加容易。

附图说明
图1为本技术的流程图；
图2为本技术的仿真图；
图3为本技术的仿真图。

具体实施方式
下面结合附图对本技术做进一步的描述。

结合附图1中，对本技术的具体步骤进一步的描述。

步骤1，实时获取四个极化通道的回波信号。

对全极化MIMO雷达的垂直极化接收通道和水平极化接收通道的回波信号，分别进行脉冲压缩，将得到的四通道回波信号作为锁相环输入信号。

步骤2，选择一个未选取过的通道锁相环。

步骤3，获取低频信号。

将所选通道的锁相环输入信号分别与其对应的同相支路和正交支路的复制载波混频，将混频后的信号经低通滤波器滤波后得到低频信号。

步骤4，获取通道锁相环的输出信号。

按照下式，计算所选通道的锁相环中环路滤波器的输出：
lk＝pk-1+c1*|β|*cos(arctan(I(k)/Q(k)))
pk＝pk-1+c2*|β|*cos(arctan(I(k)/Q(k)))
其中，lk表示所选的通道锁相环中环路滤波器第k步的输出信号值，pk-1表示所选的通道锁相环中的环路滤波器中间变量在第k-1步的值，c1和c2均表示所选的通道锁相环的时间参数，|·|表示取绝对值操作，β表示所选的通道目标散射项，*表示相乘操作，cos(·)表示余弦操作，arctan(·)表示反正切操作，I(k)表示所选的通道锁相环中同相支路第k步的低频信号值，Q(k)表示所选的通道锁相环中正交支路第k步的低频信号值，pk表示所选的通道锁相环中的环路滤波器中间变量在第k步的值。

按照下式，实现对所选的通道目标回波未知的相位进行相位补偿，获得目标回波信号的相位信息：
ωk＝2*π*d0+K*lk
其中，ωk表示对所选的通道锁相环输入信号第k步补偿后的相位，π表示圆周率，d0表示所选的通道锁相环中的数字控制振荡器自身频率，K表示所选的通道锁相环中的数字控制振荡器的增益。

按照下式，计算所选的通道锁相环的输出信号：
sk＝|β|*exp[j*((2*π*f-ωk)*k+φβ+φ)]
其中，sk表示所选通道的锁相环第k步的输出信号值，exp(·)表示以自然常数e为底的指数操作，j表示虚数符号，f表示所选的通道锁相环输入信号的频率，φβ表示所选通道的目标散射项β的复角，φ表示所选的通道锁相环输入信号的初始相位。

步骤5，判断所选的通道锁相环的输出是否大于锁定门限值，若是，则该锁相环进入锁定状态后执行步骤6；否则，将所选的通道锁相环输入信号补偿后的相位分别作为同相支路和正交支路的复制载波的相位后执行步骤3。

所述的锁定门限值按照下式计算：
η＝0.9*|β|
其中，η表示所选通道锁相环的锁定门限值。

步骤6，判断是否已选完所有的通道锁相环，若是，执行步骤7；否则，执行步骤2。

步骤7，获得相参融合信号。

将四个通道的锁相环输出信号进行相加得到的相参融合信号。

步骤8，检测目标。

将相参融合信号与检测门限值进行比较，若相参融合信号大于检测门限值，则判定为存在目标，若相参融合信号小于检测门限值，则判定为不存在目标。

所述的检测门限值按照下式计算：
其中，γ表示检测门限值，表示系统噪声的方差，Q-1(·)表示对标准高斯分布的累积分布函数进行积分操作，pf表示系统给定的虚警概率。

下面结合仿真实验对本技术的效果做进一步说明。

1.仿真实验条件：
本技术仿真实验的硬件测试平台是：CPU为intelCorei78700，主频为3.2GHz，内存16GB。

本技术仿真实验的软件平台是：Windows10专业版，64位操作系统，matlabr2016a。

本技术仿真实验的参数设置为：输入信号数据长度取1000，采样频率为1000Hz，四个极化通道输入信号的初始相位数值分别为pi/3，pi/4，pi/5，pi/7，数字控制振荡器的固有频率为400Hz，输入信号的频率和数字控制振荡器的固有频率的初始频差为20Hz，一阶有限脉冲响应(FIR)环路滤波器系数c1＝1/2，c2＝2-9，由于两个匹配的极化通道的功率比其他两个极化通道更高，所以设定四个极化通道的信噪比为10：1：2：9，虚警概率为10-5。

2.仿真内容与仿真结果分析：
本技术有两个仿真实验。

第一个仿真实验为在动目标跟踪条件下，采用本技术与一个现有技术非相参检测方法对动态目标进行极化检测的检测概率随信噪比变化的对比实验。

第二个仿真实验为在动目标跟踪条件下，采用本技术与一个现有技术非相参检测方法对动态目标进行极化检测在相同信噪比条件下的检测概率随虚警概率变化的对比实验。

两个仿真实验中所采用的现有技术非相参检测方法是指：S.Zhou等人在“Polarimetric MIMO radar target detection”(2016 CIE International Conferenceon Radar(RADAR),2016,pp.1–4)中提出的极化MIMO雷达的目标检测方法，简称非相参检测方法。

仿真实验1：
本技术的仿真实验1是分别采用本技术的方法和现有技术非相参检测方法，对区间为[0，25]dB的四通道信噪比进行106次Monte-Carlo仿真，将仿真后的结果绘制成机动目标检测概率随信噪比变化对比图，如图2所示。

图2中的横坐标表示四个通道输入信号的信噪比之和，单位为dB，纵坐标表示检测概率。

图2中以圆圈标示的曲线表示采用本技术方法进行仿真实验后得到的检测概率随信噪比的变化曲线，以“*”标示的曲线表示采用非相参检测方法进行仿真实验后得到的检测概率随信噪比的变化曲线。

从图2中可以看出在相同的信噪比值下，本技术的目标检测概率大于非相参检测方法的目标检测概率，尤其是当信噪比在[12，19]dB区间，本技术的目标检测概率远大于非相参检测方法的目标检测概率，检测性能明显提高。

仿真实验2：
本技术的仿真实验2是分别采用现有技术非相参检测方法和本技术方法，在四通道的输入信噪比之和设置为15dB的条件下进行了仿真，最终得到检测概率随着虚警概率的变化的两条曲线，如图3所示。

图3中的横坐标表示虚警概率，纵坐标表示检测概率。

以“*”标示的曲线表示采用本技术方法进行仿真实验后得到的检测概率随虚警概率的变化曲线，以圆圈标示的曲线表示采用非相参检测方法进行仿真实验后得到的检测概率随虚警概率的变化曲线。

从图3中可以看出，在虚警概率小于0.1时，本技术的目标检测概率远大于非相参检测方法的目标检测概率，有更优秀的感受性和更好的检测性能。

综上所述，本技术的仿真实验证明了如果四个极化通道的锁相环可以处于稳定锁定状态，准确补偿目标回波的相位，本技术方法在检测效果上明显优于非相参检测方法。