5双互补对称式音频功率放大器

双互补对称式音频功率放大器
前几篇讲述的音频功率放大器都是单电源供电，输出经由耦合电容“隔直通交”送给扬声器，属于OTL电路。

这种电路的结构特点是，功率管与耦合电容连接点的直流电位约为电源的一半，扬声器没有直流偏压；这种电路的工作特点是，正半波时，电源经上半区功放管给负载提供能量；负半波时，下半区功放管导通，耦合电容充当电源，把存储的能量释放给扬声器。

故大功率输出时，要求耦合电容的容量要足够大，不然就不能知足功率输出，波形削顶失真。

目前，音频功率放大器常采纳“全对称式OCL功率放大电路”，该电路除采纳复合管、温度补偿等方法外，还把OCL电路里的差分输入、鼓励放大与功率放大三级电路都设计成互补对称。

正半波时，上位功率管导通、下位功率管截止，系统由正电源给负载提供能量；负半波时，上位功率管截止、下位功率管导通，系统由负电源给负载提供能量。

如此，就充分发挥了NPN型和PNP型功放管能够互补工作的优势，让信号从输入到输出均处于推挽放大当中，使电路取得专门好的稳固性和保真度，电路图如图1所示。

图1 双互补对称式音频功率放大器
电路中各元器件作用和功能，如表1。

元件或信号名称作用描述IN 信号输入—
R1 低通滤波电路使输入音频信号电压适当衰减C1 耦合电容隔直通交
R2
VT1、VT3
静态偏置电阻
保证VT1、VT3基极电压为零，与C2配合确定高频输入信号转折频率
C2 高频信号
抑制电容
限制输入信号的通频带，让有用的音频信号通过，旁路20kHz 以上的信号，抑制输入信号中的高频分量
VT1、VT2
和R12 上下半区差动放大器
及发射极“拖尾”电阻
放大后的信号从VT1集电极输出，送到激励级VT5进行反相电压放大
VT3、VT4 和R11
放大后的信号从VT3集电极输出，送到激励级VT6进行反相电压放大
R5、R6
平衡调节
分别串联于相应晶体管发射极，用以调节差动管的差异性造成的不平衡
R7、R8
VT5、VT6 激励级
对双差动放大器输出的信号进行二级放大，使之动态范围更大，驱动后级电路的能力更强，实现由VT5、VT6构成互补对称的差动电流放大
VT8、VT10
复合管更大的电流放大倍数
VT9、VT11
VT7 、U BE倍增电路消除交越失真，且具有温度补偿作用（VT7需要紧贴散热片安
通常为了降低本钱，在音频功率放大器中，前置放大器与功放级利用同组电源，如此就会带来两个短处：其一，大动态时，功放级的大电流使电源内阻的压降过大，电源电压降低，致使鼓励级的供电电压不足，动态范围明显变小，功放级取得的驱动电压不足，达不到应有的输出功率，因此大动态时推动大功率音箱就会显得力不从心；第二，大动态时，电源波动产生的干扰信号使鼓励级的输出信号幅度被调制，从而降低声音的清楚度。

为了克服大动态时工作的两个短处，本电路在前置放大器与功放级的供电通路中串入二极管VD1、VD2隔离，如此就能够够明显地改善大动态时的性能。

隔离式供电的工作原理如下：当输出级的刹时大动态信号电流使电源电压低落时，二极管VD1、VD2的反向截止，由于滤波电容C7、C8容量较大，短时刻内能保证差动放大级的电压不至于跌落，待电容上的电压即将跌落时，输出级的刹时电流峰值已过，电源电压即可恢恢复值，能够当即向C7、C8及差动放大级供电。

如此，在大动态时差动输入级和鼓励级的电源电压大体不受阻碍。

制作说明：差分输入级误差小于3%，越小越好（事实上1%也能挑到）。

鼓励级上下半区对管也一样，电压放大级5%就能够够了。

选β值不是也大越好，100～150左右就能够够了。

另外，线性要好一些，曲线可不能太陡。

末级有点特殊，因为是电流输出级，一样要在3A来选，误差5%最好。

一、直流测试（双电源±，加在差动输入级和鼓励级的电压为±15V）
二、直流分析
1．差动输入级
电路结构、参数对称。

晶体管VT一、VT2组成的差动输入级，负责正半波信号的放大，经由VT5鼓励放大送给复合管，晶体管VT3、VT4组成的差动输入级，负责负半波信号的放大，经由VT6鼓励放大送给复合管。

由于是对称双电源供电，故电阻R2给VT一、VT3提供基极偏置。

这时，VT 一、VT2的发射极电位为负值，VT3、VT4的发射极电位为负值。

差动输入级的静态电流由R1一、R12及电源电压决定。

比如，前文所述测得R12压降约，电流为mA。

由于VT一、VT2特性一致性较好，发射极电阻R五、R6的压降大致相等，故二者均分R12的电流。

而VT3、VT4特性不一致，发射极电阻R7、R8的压降不相等，故二者的电流稍有不同。

这时，假设把R7减小为82Ω，则U R7减小，U EB3增大，基极、集电极相应增大，即可使VT3、VT4的静态电流趋于相等（增大R8也可实现之）。

因此，R7、R8被称为差动放大器的平稳调剂电阻。

读者可能会问：为什么要求差动管的静态电流大体相等呢？因为，差动放大器工作时，对管的电流“此消彼涨”，二者之和等于发射极“拖尾”电阻的电流，该电流大体恒定。

因此，当差动对管均分该电流时，相关于静态时的大体电流值，差动对管的电流不管正向转变仍是负向转变，其量值是相等的！如此，在集电极电阻上形成的转变量正负对称，经鼓励放大后，保证终端输出波形的上下对称。

承接上文，当VT一、VT2均分R12的电流时，那么R3、R4的压降亦相等，即
U R3=U R4
而
U R3=R3*I R12/2=3K×0. 73mA=
提示：电阻R1一、R12的电流确实是差动输入级的静态电流！
2．鼓励级
由于R15与VT5发射结串联后与R3并联，因此R3的压降U R3，将对鼓励管VT5的静态电流产生决定性阻碍。

由图1所示，可知
U R3=U R5 + U EB5=R5*I R5 + U EB5
而U EB5是VT5的发射结压降，转变范围较小，硅管约为。

因此，上式可表示为
U R3= R5*I R5+
由上式可知，当U R3为某一固定值时，R5越大，那么I R5越小，反之亦反。

比如，前文所述测得U R3=，则R15的电流I R15为
I R15=（）V /R15=（）V /300Ω≈
该值与表1中实测R15压降，依照欧姆定律计算的相差无几！
同理，R16电流的理论计算与此类似。

需要说明的是，本电路鼓励放大级的静态电流稍稍有点大，在输出功率不大时，2～3 mA即可。

比如，就本电路来讲，笔者把R15、R16更改成560Ω，实测它们的压降约为，那么流过它们的电流约为（=560Ω）。

提示：电阻R1五、R16的电流确实是鼓励放大级的静态电流！
3．Ube倍增电路
R17、R18与VT7组成Ube倍增电路，抵消VT8～VT11的发射结死区压降，排除交越失真，同时能够很方便地设置输出级的静态电流。

忽略VT7基极电流，那么R17、R18串联分压，由于R17与VT7发射结并联，于是有如下方程成立
U BE7/R17= U AB/(R17+R18)
代入参数，解之得
U AB=3 U BE7
按理说，这A、B两点的电压只有3个发射结压降，并非能完全抵消VT8～VT11的发射结死区压降，但考虑到功放管温升后，发射结特性曲线左移，因此，即便较小的U BE对应的基极电流也不容小视，加上温升后β也相应增大，为平安起见，Ube 倍增电路设置U AB应适当小一些，以保证功放管平安。

提示：笔者为研究需要，实际元件R18=3K，R17为10K可调电阻。

二、交流测试
棕色—输入波形蓝色—输入波形（下同）
1. 1kHz&空载、负载
图2 1kHz&空载
图3 1kHz&负载（8Ω扬声器，正负半波均显现失真，负半波尤甚）2. 10kHz&空载、负载
图4 10kHz&空载
图5 10kHz&负载（8Ω扬声器）3.随机测试（负载8Ω扬声器）
图6 Run Away With Me（1）
图7 Run Away With Me（2）2021-6-18于中山。