开关电源的频域分析与综合-电源设计连载四
高频开关电源电路原理分析
高频开关电源电路原理分析开关电源微介绍开关电源具有体积小、效率高的一系列优点。
已广泛应用于各种电子产品中。
然而，由于控制电路复杂，输出纹波电压高，开关电源的应用也受到限制。
它电源小型化的关键是电源的小型化，因此必须尽可能地减少电源电路的损耗。
当开关电源工作在开关状态时，开关电源的开关损耗不可避免地存在，损耗随着开关频率的增加而增大。
另一方面，开关电源中的变压器和电抗器等磁性元件和电容元件的损耗随着频率的增加而增加。
它在目前市场上，开关电源中的功率晶体管大多是双极型晶体管，开关频率可以达到几十kHz，MOSFET开关电源的开关频率可以达到几百kHz。
必须使用高速开关器件来提高开关频率。
对于开关频率高于MHz的电源，可以使用谐振电路，这被称为谐振开关模式。
它可以大大提高开关速度。
原则上，开关损耗为零，噪声非常小。
这是一种提高开关电源工作频率的方法。
采用谐振开关模式的兆赫变换器。
开关电源可以通过高频开关模式很好的解决这一问题。
对于高频开关电源而言，AC输入电压可以在进入变压器之前升压（升压前一般是50-60 KHz）。
随着输入电压的升高，变压器以及电容等元器件的个头就不用像线性电源那么的大。
这种高频开关电源正是我们的个人PC以及像VCR录像机这样的设备所需要的。
需要说明的是，我们经常所说的开关电源其实是高频开关电源的缩写形式，和电源本身的关闭和开启式没有任何关系的。
开关电源分类介绍开关电源具有多种电路结构：（1）根据驱动方式，存在自激和自激。
它2）根据DC／DC变换器的工作方式：（1）单端正激和反激、推挽式、半桥式、全桥式等；2）降压式、升压式和升压式。
它（3）根据电路的组成，有谐振和非谐振。
它（4）根据控制方式分为：脉宽调制（PWM）、脉冲频率调制（PFM）、PWM和PFM混合。
（5）根据电源隔离和反馈控制信号耦合方式，存在隔离、非隔离和变压器耦合、光电耦合等问题。
这些组合可以形成各种开关模式电源。
开关电源工作频率的原理分析
开关电源工作频率的原理分析开关电源是一种高效稳定的电源供应系统，在许多电子设备中得到广泛应用。
在开关电源的设计和使用过程中，工作频率是一个至关重要的参数。
本文将分析开关电源工作频率的原理，并探讨其对性能的影响。
一、开关电源的基本原理开关电源是通过快速开关管将输入电源切换成高频脉冲信号，然后经过滤波、调整和变换等环节，最终得到稳定的输出电压。
这种切换过程会产生开关频率的信号，即工作频率。
二、工作频率的选择原则1. 效率：开关电源的效率在很大程度上取决于工作频率。
较高的工作频率会导致较低的开关损耗，从而提高整个系统的效率。
2. 尺寸：开关频率高的电源可以采用较小的元件，减小整体体积。
尤其在微型电子设备中，对尺寸的要求较高。
3. 抗干扰能力：工作频率的选择还应考虑系统对外界干扰的抗性。
合适的工作频率可以减小电源对周围环境电磁波的敏感程度，提高系统的抗干扰能力。
三、开关电源工作频率的影响因素1. 电感元件：工作频率越高，电感元件的体积越小。
同时，高频信号会导致电感元件产生更大的功率损耗，因此需要选择工作频率适中的电感元件来平衡体积和损耗的关系。
2. 开关管：开关管具有较大的开关频率响应能力，但频率过高会产生更大的导通压降和开关损耗。
因此，在选择开关管时，需综合考虑频率响应和损耗的权衡。
3. 输出滤波：工作频率的选择还涉及输出滤波电容的大小。
频率过高会导致输出滤波电容变得更小，从而可能引起输出电压波动或噪声。
四、常见的工作频率范围开关电源的工作频率通常分为几个常见的范围，包括：1. 低频范围（20 kHz以下）：适用于需要高功率输出和承受重载的应用，如电感加热、电动工具等。
2. 中频范围（20 kHz至100 kHz）：适用于一般的电子设备，如计算机、通信设备等。
在这个频率范围内，可以实现较高的效率和尺寸优势。
3. 高频范围（100 kHz以上）：适用于追求小型化和高效率的应用，如笔记本电脑、手机等微型电子设备。
高频开关电源——原理、设计与实例分析
任务一反激式功率因数校正电路的原理 任务二临界模式PFC控制芯片L6562的介绍 任务三反激式功率因数校正电路的分析与设计 拓展任务有源PFC方法的比较和测试 项目小结 思考与练习
附录A印制电 路板的布线
附录B开关电 源规格书 （IPS）
作者介绍
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项目二升压式有源 功率因数校正电路
的分析
项目一填谷式无源 功率因数校正电路
的分析
项目三反激式有源 功率因数校正电路
的分析
任务一功率因数校正的基本概念 任务二填谷式无源功率因数校正电路的介绍 任务三控制芯片MT7801的介绍 任务四填谷式无源功率因数校正电路的分析与设计 项目小结
任务一升压式功率因数校正原理 任务二有源功率因数校正控制方法 任务三电感的设计 任务四连续模式的功率因数校正控制芯片ICE2PCS01的介绍 任务五 Boost功率因数校正电路的分析与设计 项目小结
任务一降压式变换器的分析 任务二 UC3842控制Buck电路的分析与设计 拓展任务升-降压式变换器的分析 项目小结 思考与练习
项目二 PWM芯片控 制的反激式电源电
路的分析
项目一单片集成反 激式电源电路的分
析
项目三准谐振反激 式电源电路的分析
任务一反激式变换器的分析 任务二单片集成芯片KA5X03XX系列介绍 任务三反激式变压器的制作与测试 任务四单片集成芯片控制反激式电路的分析与测试 拓展任务一次绕组控制的反激式电源电路 项目小结 思考与练习
目录分析
模块一开关电源基础入门
任务一开关电源的概述 任务二直流变换器的分类 任务三直流开关电源的特点和应用 任务四直流开关电源的性能指标 任务五开关电源的主要技术及发展趋势
开关电源设计步骤
开关电源设计步骤开关电源设计步骤步骤1 确定开关电源的基本参数① 交流输入电压最小值umin② 交流输入电压最大值umax③ 电网频率Fl 开关频率f④ 输出电压VO(V):已知⑤ 输出功率PO(W):已知⑥ 电源效率η:一般取80%⑦ 损耗分配系数Z:Z表示次级损耗与总损耗的比值,Z=0表示全部损耗发生在初级,Z=1表示发生在次级.一般取Z=0.5步骤2 根据输出要求,选择反馈电路的类型以及反馈电压VFB步骤3 根据u,PO值确定输入滤波电容CIN、直流输入电压最小值VImin① 令整流桥的响应时间tc=3ms② 根据u,查处CIN值③ 得到Vimin确定CIN,VImin值u(V) PO(W) 比例系数(μF/W) CIN(μF) VImin(V)固定输入:100/115 已知 2~3 (2~3)×PO ≥90通用输入:85~265 已知 2~3 (2~3)×PO ≥90固定输入:230±35 已知 1 PO ≥240步骤4 根据u,确定VOR、VB① 根据u由表查出VOR、VB值② 由VB值来选择TVSu(V) 初级感应电压VOR(V) 钳位二极管反向击穿电压VB(V)固定输入:100/115 60 90通用输入:85~265 135 200固定输入:230±35 135 200步骤5 根据Vimin和VOR来确定最大占空比Dmax① 设定MOSFET的导通电压VDS(ON)② 应在u=umin时确定Dmax值,Dmax随u升高而减小步骤6 确定初级纹波电流IR与初级峰值电流IP的比值KRP,KRP=IR/IPu(V) KRP最小值(连续模式) 最大值(不连续模式)固定输入:100/115 0.4 1通用输入:85~265 0.4 1固定输入:230±35 0.6 1步骤7 确定初级波形的参数① 输入电流的平均值IAVG② 初级峰值电流IP③ 初级脉动电流IR④ 初级有效值电流IRMS步骤8 根据电子数据表和所需IP值 选择TOPSwitch芯片① 考虑电流热效应会使25℃下定义的极限电流降低10%,所选芯片的极限电流最小值ILIMIT(min)应满足:0.9 ILIMIT(min)≥IP步骤9和10 计算芯片结温Tj① 按下式结算:Tj＝[I2RMS×RDS(ON)+1/2×CXT×(VImax+VOR) 2 f ]×Rθ+25℃式中CXT是漏极电路结点的等效电容,即高频变压器初级绕组分布电容② 如果Tj>100℃,应选功率较大的芯片步骤11 验算IP IP=0.9ILIMIT(min)① 输入新的KRP且从最小值开始迭代,直到KRP=1② 检查IP值是否符合要求③ 迭代KRP=1或IP=0.9ILIMIT(min)步骤12 计算高频变压器初级电感量LP,LP单位为μH步骤13 选择变压器所使用的磁芯和骨架,查出以下参数:① 磁芯有效横截面积Sj(cm2),即有效磁通面积.② 磁芯的有效磁路长度l(cm)③ 磁芯在不留间隙时与匝数相关的等效电感AL(μH/匝2)④ 骨架宽带b(mm)步骤14 为初级层数d和次级绕组匝数Ns赋值① 开始时取d＝2(在整个迭代中使1≤d≤2)② 取Ns=1(100V/115V交流输入),或Ns=0.6(220V或宽范围交流输入)③ Ns=0.6×(VO+VF1)④ 在使用公式计算时可能需要迭代步骤15 计算初级绕组匝数Np和反馈绕组匝数NF① 设定输出整流管正向压降VF1② 设定反馈电路整流管正向压降VF2③ 计算NP④ 计算NF步骤16~步骤22 设定最大磁通密度BM、初级绕组电流密度J、磁芯的气隙宽度δ,进行迭代.① 设置安全边距M,在230V交流输入或宽范围输入时M=3mm,在110V/115V交流输入时M=1.5mm.使用三重绝缘线时M=0② 最大磁通密度BM=0.2~0.3T若BM>0.3T,需增加磁芯的横截面积或增加初级匝数NP,使BM在0.2~0.3T范围之内.如BM<0.2T,就应选择尺寸较小的磁芯或减小NP值.③ 磁芯气隙宽度δ≥0.051mmδ＝40πSJ(NP2/1000LP-1/1000AL)要求δ≥0.051mm,若小于此值,需增大磁芯尺寸或增加NP值.④ 初级绕组的电流密度J=(4~10)A/mm2若J>10A/mm2,应选较粗的导线并配以较大尺寸的磁芯和骨架,使J<10A/mm2.若J<4A/mm2,宜选较细的导线和较小的磁芯骨架,使J>4A/mm2;也可适当增加NP的匝数.⑤ 确定初级绕组最小直径(裸线)DPm(mm)⑥ 确定初级绕组最大外径(带绝缘层)DPM(mm)⑦ 根据初级层数d、骨架宽带b和安全边距M计算有效骨架宽带be(mm)be=d(b-2M)然后计算初级导线外径(带绝缘层)DPM:DPM＝be/NP步骤23 确定次级参数ISP、ISRMS、IRI、DSM、DSm① 次级峰值电流ISP(A) ISP=IP×(NP/NS)② 次级有效值电流ISRMS(A)③ 输出滤波电容上的纹波电流IRI(A)⑤ 次级导线最小直径(裸线)DSm(mm)⑥ 次级导线最大外径(带绝缘层)DSM(mm)步骤24 确定V(BR)S、V(BR)FB① 次级整流管最大反向峰值电压V(BR)SV(BR)S＝VO+VImax×NS/NP② 反馈级整流管最大反向峰值电压V(BR)FBV(BR)FB＝VFB+ VImax×NF/NP步骤25 选择钳位二极管和阻塞二极管步骤26 选择输出整流管步骤27 利用步骤23得到的IRI,选择输出滤波电容COUT① 滤波电容COUT在105℃、100KHZ时的纹波电流应≥IRI② 要选择等效串连电阻r0很低的电解电容③ 为减少大电流输出时的纹波电流IRI,可将几只滤波电容并联使用,以降低电容的r0值和等效电感L0④ COUT的容量与最大输出电流IOM有关步骤28~29 当输出端的纹波电压超过规定值时,应再增加一级LC滤波器① 滤波电感L=2.2~4.7μH.当IOM<1A时可采用非晶合金磁性材料制成的磁珠;大电流时应选用磁环绕制成的扼流圈.② 为减小L上的压降,宜选较大的滤波电感或增大线径.通常L=3.3μH③ 滤波电容C取120μF /35V,要求r0很小步骤30 选择反馈电路中的整流管步骤31 选择反馈滤波电容反馈滤波电容应取0.1μF /50V陶瓷电容器步骤32 选择控制端电容及串连电阻控制端电容一般取47μF /10V,采用普通电解电容即可.与之相串连的电阻可选6.2Ω、1/4W,在不连续模式下可省掉此电阻.步骤33选定反馈电路步骤34选择输入整流桥① 整流桥的反向击穿电压VBR≥1.25√2 umax③ 设输入有效值电流为IRMS,整流桥额定有效值电流为IBR,使IBR≥2IRMS.计算IRMS公式如下: cosθ为开关电源功率因数,一般为0.5~0.7,可取cosθ＝0.5步骤35 设计完毕在所有的相关参数中,只有3个参数需要在设计过程中进行检查并核对是否在允许的范围之内.它们是最大磁通密度BM(要求BM=0.2T~0.3T)、磁芯的气隙宽度δ(要求δ≥0.051mm)、初级电流密度J(规定J=4~10A/。
开关电源的频域分析与综合(连载汇总)
注意：工作于CCM的变换器会出现RHPZ；RHPZ在DCM的情况下消失，右半平面（RHP）零点频率位置随占 空比变化而变化。
二、变换器的小信号响应参数
a、正激变换器的小信号参数 控制类型（占空比的描述方式） 电感电流连续模式（工作模式）
表一 电压控制型
CCM
电流控制型 CCM
一阶极点 二阶极点
1 2
1
图1 反馈系统的相位裕量、相位余量与增益裕量波特图 波特图：反馈系统的相位与增益裕量, 由于在直流反馈为负的, 所以在此以180°画出,也就是有额外的180°相
移。总共的相移是360°。如本文所定义的。
第二节 电源系统控制原理
图2 典型的电压型控制Buck家族变换器闭环控制
D
V V
A
（反馈电压V
单极点 (见图5) 、单零点的产生(见图6)及bode图
在对数频率特性（Bode 图）中，从低频(直流)到转折频率范围内的增益是一条水平线(直流增益)，经过 转折频率后以-20dB／dec下降。电路中两个元件阻抗相等处的频率就是转折频率，这两个元中至少有一个元
件是电抗性的，也就是说它的阻抗是随频率改变而改变的。电感的阻抗值(
A与PWM
输出控制信号的关系, V
为锯齿波峰值)）
注: 以电压型顺向式变换器为例, 考虑到系统开环响应时移走EA, 那么开环系统中PWM本身的转移函数为
VO/VEA。
2
第三节 系统的开环响应
一、常见开环响应的类型：
根据开环传递函数中是否包含RHP零点，将开关变换器分为两大类，即Buck家族（顺向式）变换器和 Boost家族变换器。
Buck家族（顺向式）变换器包括Buck、 正激、推挽、半桥、全桥等开关变换器，输入能量与释放能量同时进 行，即直接传输能量（变压器初级绕组与次级绕组同时流过电流），开环传递函数中不包含RHP零点。
开关电源设计方法(高频电路不稳定？从小功率开关电源设计)
开关电源设计方法（高频电路不稳定？从小功率开关电源设计）以实用小型电源的设计为例，说明电源设计的方法。
控制电路形式为它激式，采用UC3842为PWM控制电路。
电源开关频率的选择决定了变换器的特性。
开关频率越高，变压器、电感器的体积越小，电路的动态响应也越好。
但随着频率的提高，诸如开关损耗、门极驱动损耗、输出整流管的损耗会越来越突出，对磁性材料的选择和参数设计的要求也会越苛刻。
另外，高频下线路的寄生参数对线路的影响程度难以预料，整个电路的稳定性、运行特性以及系统的调试会比较困难。
在本电源中，选定工作频率为85 kHz。
01、电源设计指标小型电源输入、输出参数如下：输入电压：AC 110/220 V；输入电压变动范围：90～240 V；输入频率：50/60 Hz；输出电压：12 V；输出电流：2.5 A。
02、电路结构的选择小功率开关电源可以采用单端反激式或者单端正激式电路，使电源结构简单，工作可靠，成本低。
与单端反激式电路相比，单端正激式电路开关电流小，输出纹波小，更容易适应高频化。
用电流型PWM控制芯片UC3842构成的单端正激式开关电源的主电路如图1-1所示。
图1-1 单端正激式开关电源的主电路单端正激式开关电源加有磁通复位电路，以释放励磁电路的能量。
在图1-1中，开关管VT导通时V1导通，副边线圈N2向负载供电，V4截止，反馈电线圈N3的电流为零；VT关断时V1截止，V4导通，N3经电容C1滤波后向UC3842⑦脚供电，同时原边线圈N1上产生的感应电动势使V3导通并加在RC吸收回路。
由于变压器中的磁场能量可通过N3泄放，而不像一般的RCD磁通复位电路消耗在电阻上，因此可达到减少发热，提高效率的目的。
03、元件设计1) 变压器和输出电感的设计依据UC3842应用方式，选定定时电阻RT＝1.8 kΩ，定时电容CT＝10 μF。
确定开关频率f＝85 kHz，周期T＝11.8μs。
设计单端控制开关电源时，一般占空比D最大不超过0.5，这里选择D＝0.5，则：根据电源规格、输出功率、开关频率选择PQ26/25磁芯，磁芯截面积S＝1.13 cm2，磁路有效长度l＝6.4 cm，饱和磁通密度BS＝0.4 T。
20170707-开关电源中的控制理论基础知识(四)
开关电源中的控制理论基础知识(四)普高（杭州）科技开发有限公司 张兴柱 博士单极点环节的Bode 图作为一个稳定的传递函数，其极点必须在左半平面，所以单极点环节的传递函数为： ps s G ω+=11)( 用ωj s =代入后，得p j j G ωωω+=11)(，故有： 0)(1log 20)(log 202≈+−=p j G ωωω p ωω< pp j G ωωωωωlog 20)(1log 20)(log 202−≈+−= p ωω> °≈−=∠−0tan )(1pj G ωωω 10p ωω< °−=−=∠−45tan )(1pj G ωωω p ωω= °−≈−=∠−90tan )(1p j G ωωω p ωω10> 利用上面的近似关系，可以画出左半平面单极点Bode 图的渐近线，如图1所示。
从它的幅频特性可以看出，在频率低于极点频率p f 时，其增益为0dB 或传递函数的实际增益为1，当频率高于p f 时，其幅频特性的增益按Dec dB /20−的斜率衰减。
其中πω2p p f =。
是单极点环节的极点频率。
从它的相频特性可以看出，当输入信号的频率很低时（10p f f <），其输出信号基本上与输入信号同相，在输入信号的频率高到一定时（p f f 10>），其输出信号比输入信号滞后-90度。
°0°°°°)图1： 左半平面单极点环节的Bode 图图2是左半平面单极点的电路实现，从这个极点的Bode 图，我们还可以将其看成是一个一阶的低通滤波器，该一阶低通滤波器的转折频率即为其极点频率。
in v ov 1R 1C p in o s v v ω+−=11111C R p =ω1R图2：左半平面单极点环节的电路实现在后面将要介绍的开关稳压电源系统中，为了实现开关电源的宽带宽，通常在积分环节之后，先要加几个左半平面单零点环节来提升系统环增益的相位，然后再加几个左半平面单极点来提高系统抗高频扰动的能力。
开关电源EMC频谱和串扰基础技术知识(图文并茂详解)
开关电源EMC频谱和串扰基础技术知识（图文并茂详解）1、频谱基础电气信号是以开关信号为前提的。
首先来看下面的原理示意图。
在表示开关信号的脉冲波形中，包括tw（脉冲宽度）和ts （上升/下降时间）。
中间的图是基于傅里叶变换的理论上的脉冲波形频谱。
这是“振幅随着频率的升高而衰减，衰减斜率随着tw和ts而变化”的常见频谱。
右图表示脉冲的ts延迟后的频谱变化。
斜率变为-40dB/dec 时的1/πts频率降低是理所当然的，最终结果是其后的振幅减少。
简而言之就是“当ts延迟时频谱的振幅衰减”。
接下来将使用实际的频谱分析仪数据来看频率等其他参数变化时的频谱变化。
这里的关键点是“对于信号波形的变化，频谱将以怎样的趋势变化”。
这是用来通过实际的开关电源电路的开关相关的频谱来分析并解决EMC问题所必须的知识。
波形变化与频谱变化：前面给出的图是用来比较的默认条件下的数据。
下面波形图中的条件是：振幅10V，频率400kHz，Duty（占空比）50%，tr/tf（上升时间/下降时间）10ns。
中间的图表示n次谐波和振幅（V）的关系。
1倍的频率＝基波，也就是说400kHz的分量大，以奇数倍的频率形成频谱。
谐波仅为奇数次是Duty为50%＝1：1的频谱特征。
各分量的大小为基波分量的1/次数，例如3次谐波分量为1/3，n次谐波分量为1/n。
右图是振幅为dB?V的对数曲线图。
顺便提一下，dBμV是基于以1?V电压为基准的电压比的dB值。
①、将频率变更为2MHz时的频谱。
从频率－振幅（dBV）关系图可以明确看出，当频率增加时振幅整体增加。
②、tr和tf同时延迟为100ns时的频谱。
结果如原理示意图所示，进入-40dB/dec衰减时的频率降低，频谱的振幅衰减。
③、将Duty50%变为20%时的频谱。
由于Duty不是1:1，因此会产生偶次谐波，但峰值基本上没变化。
随着脉冲宽度tw变窄，基波频谱的振幅衰减。
④、仅tr（上升时间）延迟时的频普。
开关电源频域的极点和零点
在复平面（s＝σ＋jω）上，使传递函数G（s）→∞的点，称为G（s）的极点；使G（s）＝0的点，称为G（s）的零点。
零点或极点为复数时，为复零点或复极点。
实零点或实极点为实数，位于实轴（α轴）上。
位于s右半平面（RHP－Right Half Plane）的正零点或正极点，称为RHP零点或RHP极点；位于s左半平面（LHP-Left Half Plane）的负零点或负极点，称为LHP零点或LHP极点。
只要含有一个RI－IP极点，系统就是不稳定的；系统的全部极点都是LHP极点时，系统才是稳定的。
极点和零点为虚数时，位于虚轴（J 轴）上；有虚极点的系统属于不稳定系统。
一阶系统的几种零、极点特性的比较见表表一阶系统的几种零、极点特性的比较以图1所示的二阶滤波电路为例来分析二阶系统的零、极点特性。
其传递函数也可以写成图1 二阶低通滤波器电路它有两个LHP极点：-1/T1，和-1/T2。
图2所示为举例给出的某个Buck-Boost转换器控制一输出传递函数的零、极点分布。
它有两个LHP极点（pole）P1、P2，P1,2＝（-1，1±j2，2）×103，还有一个RHP零点（zero）Z，z＝+6.1×103，Bode图上，相位总滞后为270°。
开关转换器的传递函数中，有时出现所谓ESR零点，它是指由于滤波电容有等效串联电阻（ESR），使传递函数包含一个ESR零点。
例如式（13－9）所示二阶低通输出滤波器，设电图2 Buck Boost转换器的零、极点分布容C的ESR为Rc，则其传递函数为G（s）有一个LHP零点：z=-1/RcC,称为滤波电容的ESR零点。
(本文转自家居建材网：)。
陶显芳老师的《开关电源设计技巧》连载
连载一：开关电源的基本工作原理1-1.几种基本类型的开关电源顾名思义，开关电源就是利用电子开关器件(如晶体管、场效应管、可控硅闸流管等)，通过控制电路，使电子开关器件不停地“接通”和“关断”，让电子开关器件对输入电压进行脉冲调制，从而实现DC/AC、DC/DC电压变换，以及输出电压可调和自动稳压。
开关电源一般有三种工作模式：频率、脉冲宽度固定模式，频率固定、脉冲宽度可变模式，频率、脉冲宽度可变模式。
前一种工作模式多用于DC/AC逆变电源，或 DC/DC电压变换;后两种工作模式多用于开关稳压电源。
另外，开关电源输出电压也有三种工作方式：直接输出电压方式、平均值输出电压方式、幅值输出电压方式。
同样，前一种工作方式多用于DC/AC逆变电源，或DC/DC电压变换;后两种工作方式多用于开关稳压电源。
根据开关器件在电路中连接的方式，目前比较广泛使用的开关电源，大体上可分为：串联式开关电源、并联式开关电源、变压器式开关电源等三大类。
其中，变压器式开关电源(后面简称变压器开关电源)还可以进一步分成：推挽式、半桥式、全桥式等多种;根据变压器的激励和输出电压的相位，又可以分成：正激式、反激式、单激式和双激式等多种;如果从用途上来分，还可以分成更多种类。
下面我们先对串联式、并联式、变压器式等三种最基本的开关电源工作原理进行简单介绍，其它种类的开关电源也将逐步进行详细分析。
1-2.串联式开关电源1-2-1.串联式开关电源的工作原理此主题相关图片如下：图1-1.jpg图 1-1-a是串联式开关电源的最简单工作原理图，图1-1-a中Ui是开关电源的工作电压，即：直流输入电压;K是控制开关，R是负载。
当控制开关K接通的时候，开关电源就向负载R 输出一个脉冲宽度为Ton，幅度为Ui的脉冲电压Up;当控制开关K关断的时候，又相当于开关电源向负载R输出一个脉冲宽度为 Toff，幅度为0的脉冲电压。
这样，控制开关K不停地“接通”和“关断”，在负载两端就可以得到一个脉冲调制的输出电压uo 。
实用开关电源技术(连载四)
第 １ 卷第 １ 期 ０ １
２０ ０ ７年 １ 月 １
圣 潦 教 石 阙
Ｐ ＯＷ Ｅ Ｓ Ｐ Ｌ Ｅ Ｒ Ｕ Ｐ Ｙ Ｔ ＣＨＮＯＬ ＯＧＩ Ｓ ＡＮＤ Ｐ Ｉ ＡＴ ＯＮＳ Ｅ ＡＰ Ｌ Ｃ Ｉ
Ｖｏ ．０ Ｎ ． １ １ ｏ１ １
（ ） 限流保护电路的值如表 ４ ２ 所列 ；
（） ３ 热关 断 温度 １５ １５ ２℃～ ３℃； （） ４ 固定 振荡 频率 １０ｋ ｚ １ Ｈ ； ０ Ｈ ＋ ０ｋ ｚ （ ） 制极 性 能 ５控
Ｃｓ
耗电约 １ Ａ ５ 。此 电流可 以靠 自 电绕组提供 。 ｍ 馈
脚 ８ 基准 电压输 出。此端 可输 出精 确 的 ５Ｖ
基准 电压 ， 电流可 达 ５ Ａ。 ０ｍ
还结合分析计算提供 了应用于不同领域的 ３ 种不同类型开关电源电路 ， 并提供元 器件 明细表。
关 键词 ： 关 电源 ； 计 ； 造 ；保 护 开 设 制
Ａｐ ｌ ｄ Ｔｅ ｈ ｉ ｕ ｆＳ ｃ ｉ ｇ Ｐｏ ｒ Ｓ ｐ ｌ ｐ ｉ ｃ ｎ ｑ ｅ ｏ ｗｉｈ ｎ ｗｅ ｕ ｐ ｙ ｅ
宽控制器 、电流传感 比较器 、ＷＭ锁存器 、基准 Ｐ
源、 欠压 锁定 电路 以及 推挽 式输 出级 。 的推挽 输 它 开关 电 源专用 控 制 电路 能够 为功率 开关 管 提
出级可输 出 １ Ａ的峰值 电流。Ｕ ３４ 的电流传感 Ｃ ８２ 端（ ３ 用 于检测开关变压器 的原边 电流 ， 脚 ） 这样 输入 电压 的变化不必经过反馈环路就直接改变脉 冲宽 度 ，内置 的误 差 放 大器 可 以专 门用 于控 制 因
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地保护了功率开关管 ，从而也就有效地保护了开
开关电源的楖念及分析方法
01
02
Vo/Vin =1/(1-D)
Boost电路的输入输出关系：
理想变压器的基本方程：
理想变压器模型： 变压器绕组完全耦合 变压器无气隙且磁芯的导磁率μ无穷大
I1
N1
N2
u1
u2
I2
电压基本方程:
电流基本方程:
理想变压器个绕组的电压与匝数成正比，且同名端具有相同极性；各绕组电流与匝数乘积之和为零，即电流的变比与匝比成反比，且极性相反（点进点出原则）。
根据转换的方法分类: 线性电源，相控电源，开关电源
根据调控的效果分类: 稳压， 恒流， 调频，调相
根据调控的方法分类: 传统反馈控制，矢量控制，数位控制
什么是Switching Mode Power Supply?
有源开关(Switch)
二极管(Diode)
电感器(Inductor)
电容器(Capacitor)
基本电子元件在开关电源中所起的作用
开关电源的基本元件：
+ u(t) -
i(t)
电容的基本方程
1. 当一电流流经电容, 电容两端的电压逐渐增加, 并且电容量越大电流增加越慢.
C
I
2. 在稳态工作的开关电源中流经电容的电流对时间的积分为零。
A
B
面积A=面积B
+ u(t) -
C:
L:
Buck电路工作原理分析：
UL
根据L的伏秒平衡原则：
(Vin-Vo)*DT=Vo*(1-D)T
Vo=Vin *D
L*ΔIo=Vo *(1-D)T
根据L在1-D时间的基本方程：
ΔIo=Vo *(1-D)T/L
Buck电路的输入输出关系：
开关电源工作频率的原理分析
开关电源工作频率的原理分析第一篇：开关电源工作频率的原理分析开关电源工作频率的原理分析一、开关电源的原理和发展趋势第一节高频开关电源电路原理高频开关电源由以下几个部分组成：图12-1(一)主电路从交流电网输入、直流输出的全过程，包括：1、输入滤波器：其作用是将电网存在的杂波过滤，同时也阻碍本机产生的杂波反馈到公共电网。
2、整流与滤波：将电网交流电源直接整流为较平滑的直流电，以供下一级变换。
3、逆变：将整流后的直流电变为高频交流电，这是高频开关电源的核心部分，频率越高，体积、重量与输出功率之比越小。
4、输出整流与滤波：根据负载需要，提供稳定可靠的直流电源。
(二)控制电路一方面从输出端取样，经与设定标准进行比较，然后去控制逆变器，改变其频率或脉宽，达到输出稳定，另一方面，根据测试电路提供的数据，经保护电路鉴别，提供控制电路对整机进行各种保护措施。
(三)检测电路除了提供保护电路中正在运行中各种参数外，还提供各种显示仪表数据。
(四)辅助电源提供所有单一电路的不同要求电源。
第二节开关控制稳压原理图12-2 开关K以一定的时间间隔重复地接通和断开，在开关K接通时，输入电源E通过开关K和滤波电路提供给负载RL，在整个开关接通期间，电源E向负载提供能量；当开关K断开时，输入电源E便中断了能量的提供。
可见，输入电源向负载提供能量是断续的，为使负载能得到连续的能量提供，开关稳压电源必须要有一套储能装置，在开关接通时将一部份能量储存起来，在开关断开时，向负载释放。
图中，由电感L、电容C2和二极管D组成的电路，就具有这种功能。
电感L用以储存能量，在开关断开时，储存在电感L中的能量通过二极管D释放给负载，使负载得到连续而稳定的能量，因二极管D使负载电流连续不断，所以称为续流二极管。
在AB间的电压平均值EAB可用下式表示：EAB=TON/T*E式中TON为开关每次接通的时间，T为开关通断的工作周期（即开关接通时间TON和关断时间TOFF之和）。
电力高频开关电源的设计与分析
电力高频开关电源的设计与分析作者：时东阳来源：《消费电子》2021年第10期在当前的社会环境中，信息技术的发展速度十分迅猛，这也使得各种各样的电子设备得到了广泛的普及应用，而无论何种电子设备，其都需要稳定的电源提供支持。
而线性电源就属于一种常用的电源，然而，线性电源自身所具备的缺点也十分明显，其内部输入电压的有效范围相对较窄，输出的电压也必须要低于输入电压，并且其整体体积相对较大，在某些特殊场合当中无法达到基本的使用需求。
而开关转换器则是通过开关管，对基本的开合状态进行更加全面的控制，使得电能的各种形态能够更好地适用于开关当中，确保输入电压能够稳定控制在一定范围当中，同时，在开关电源进行正常工作的过程中，也可以采用高频的DC/DC转换器，使得开关电源转换器能够具备高频化特征，这就形成了高频开关电源。
（一）标准化以及模块化开关电源设备的标准化转变，使得开关电源的应用范围更加广泛，这也进一步突出了开关电源标准化发展的重要作用。
而实现开关电源标准化发展的关键就在于整合不同用户所提出的基本需求，并针对性地制定出相应的要求内容，以此为基础来对研制生产环节加以规范，同时，标准化还能够更好地协调科研、生产以及使用三者之间的具体关系，确保开关电源系统自身具备更加科学合理的指标性能。
而电力高频开关电源的模块化。
主要就是将部分具备着特殊功能的电路进行集成处理，实现最佳的性能，提升整体资源利用率，而在当前的社会环境中，整体集成度也呈现出一种不断提升的状态，而将电力高频开关电源当中一些特殊功能有效集成在一起，能够强化其总体性能，在便于群众使用的同时，提高应用系统自身的稳定性。
（二）数字化以及智能化电力高频开关电源设备的数字化发展，就是将现代化的数字信号应用到其中，以此来代替传统的模拟信号，从而更好地完成一些制定功能。
而在当前嵌入式的发展模式当中。
可以明显看出开关电源数字控制以及模拟控制这两种现代化技术，其必然会在未来的发展进程中处于一种长期共存的状态，这也进一步突出了数字化发展的重要性。
开关电源电磁兼容分析与设计读书备忘录
《开关电源电磁兼容分析与设计》读书备忘录一、开关电源基础知识在阅读《开关电源电磁兼容分析与设计》我了解到开关电源是电力电子领域的重要组成部分，其主要功能是将交流电源转换为直流电源。
作为电子设备和系统的核心组件之一，开关电源的性能直接影响到整个系统的稳定性和可靠性。
掌握开关电源的基础知识对于从事电磁兼容分析与设计的工作至关重要。
开关电源的基本原理涉及电力电子器件的开关动作，通过高频开关切换输入电源，实现能量的转换和传输。
其中涉及的电子技术包括晶体管、场效应晶体管等开关器件的应用。
这些开关器件的高速开关动作会产生丰富的电磁频谱，包括丰富的谐波成分和高频噪声，这也是电磁兼容问题产生的根源。
在开关电源的设计中，需要关注电源拓扑结构的选择。
不同的拓扑结构如正激、反激、推挽等都有其特定的应用场景和性能特点。
设计时还需考虑到输入电源的特性、输出负载的要求以及系统对效率和体积等方面的要求。
开关电源中的磁性元器件如变压器、电感器等在能量转换过程中起到关键作用，它们的设计也对电磁兼容性能产生影响。
对于开关电源的电磁兼容分析与设计而言，需要理解并掌握电磁场理论、电磁兼容标准、传输线理论以及电磁干扰（EMI）的产生和抑制机制。
这些知识为分析和解决开关电源中的电磁干扰问题提供了理论基础。
特别是在高频噪声和电磁辐射方面，需要采取有效的滤波、屏蔽和接地措施，以确保开关电源的可靠运行。
本阶段的学习为我后续深入理解开关电源的电磁兼容问题奠定了坚实的基础。
通过对开关电源基础知识的了解和学习，我对如何分析和解决电磁兼容问题有了初步的认识，也为后续深入研究和实际应用提供了重要的参考依据。
1. 开关电源概述随着电子技术的飞速发展，开关电源在现代电子设备中的应用越来越广泛。
开关电源以其高效率、高可靠性及易于实现模块化等特点，成为了电子设备供电系统的主流选择。
本章主要介绍了开关电源的基本概念、发展历程以及其在电磁兼容方面的重要性。
在阅读本章内容后，我对开关电源有了更深入的了解。
开关电源原理与设计方案连载四串联式开关电源储能滤波电容计算
开关电源原理与设计连载四串联式开关电源储能滤波电容的计算开关电源原理与设计（连载五）反转式串联开关电源开关电源原理与设计（连载六）反转式串联开关电源储能电感的计算开关电源原理与设计（连载七）反转式串联开关电源储能滤波电容的计算开关电源原理与设计（连载八）并联式开关电源的工作原理开关电源原理与设计（连载九）并联式开关电源输出电压滤波电路开关电源原理与设计（连载十）并联开关电源储能电感的计算开关电源原理与设计（连载11）单激式变压器开关电源开关电源原理与设计（连载12）单激式变压器开关电源工作原理1-2-4．串联式开关电源储能滤波电容的计算我们同样从流过储能电感的电流为临界连续电流状态着手，对储能滤波电容C的充、放电过程进行分析，然后再对储能滤波电容C的数值进行计算。
图1-6是串联式开关电源工作于临界连续电流状态时，串联式开关电源电路中各点电压和电流的波形。
图1-6中，Ui为电源的输入电压，uo 为控制开关K的输出电压，Uo为电源滤波输出电压，iL为流过储能滤波电感电流，Io为流过负载的电流。
图1-6-a）是控制开关K输出电压的波形；图1-6-b）是储能滤波电容C的充、放电曲线图；图1-6-c）是流过储能滤波电感电流iL的波形。
当串联式开关电源工作于临界连续电流状态时，控制开关K的占空比D等于0.5，流过负载的电流Io等于流过储能滤波电感最大电流iLm的二分之一。
在Ton期间，控制开关K接通，输入电压Ui通过控制开关K输出电压uo ，在输出电压uo的作用下，流过储能滤波电感L的电流开始增大。
当作用时间t大于二分之一Ton的时候，流过储能滤波电感L的电流iL 开始大于流过负载的电流Io ，所以流过储能滤波电感L的电流iL有一部分开始对储能滤波电容C进行充电，储能滤波电容C的两端电压开始上升。
当作用时间t等于Ton的时候，流过储能滤波电感L的电流iL为最大，但储能滤波电容C的两端电压并没有达到最大值，此时，储能滤波电容C 的两端电压还在继续上升，因为，流过储能滤波电感L的电流iL还大于流过负载的电流Io ；当作用时间t等于二分之一Toff的时候，流过储能滤波电感L的电流iL正好等于负载电流Io，储能滤波电容C的两端电压达到最大值，电容停止充电，并开始从充电转为放电。
开关电源基本原理与设计介绍
零电流开关变换器
软开关 ZCS变换器
在大功率的开关电源中,为了降低电路的开关损耗及提高开关器件的电压应 力和电流应力,软开关技术也就得到了研究并得到了迅速发展.所谓软开关通 常指的是零电压开关ZVS和零电流开关ZCS.软开关的实现主要是借助于附加 的电感L和电容C的谐振,使开关器件中电流(或电压)按正弦规律来变化,当电流 过零时,使器件关断,当电压下降到零时,使器件导通.此次讨论零电流开关变换 器--- ZCS-PWM. ZCS-PWM变换器是ZCS-QRC和PWM开关变换器的综合,同时兼有二者的特点 .在一个周期内,电路有时以ZCS准谐振方式运行,有时又以PWM方式运行.以 Buck ZCS-PWM为例,对此电路的工作过程进行讨论和分析.
inputemisection架构emi的产生传播及处理方式噪声传递的主要方式为1传导耦合2公共阻抗耦合3辐射耦合根据电磁干扰的传播途径开关电源中的电磁干扰可以分为辐射干扰和传导干扰两种干扰可以相互转换传导干扰可以分为共模commonmodecm干扰和差模differentialmodedm干扰由于寄生参数的存在以及开关电源中开关器件的高频开通和关断使得开关电源在其输入端即交流电网侧产生较大的共模干扰和差模干扰传导emi经由介质进行传导因此在电路上经常是加滤波器的方式抑制噪声但是辐射emi不经由介质噪声可以bypassemi而影响其他系统因此其处理方式多为屏蔽shielding接地grounding滤波等?由lisn所取得的噪声中都包含有cm噪声commonmodenoise及dm噪声differentialmodenoise两个分量?cm噪声由cm噪声电流产生dm噪声有dm噪声电流产生
Buck变换器工作状态
Buck变换器工作原理
当S关闭时,电流就会顺向地流经电感器L,此时在负载上就 会有带极性的输出电压产生,如上面图2所示,当开关打开时,电 感器L会改变磁场,二级体D则为顺向偏压状态,因此在电容器C 中就会有电流流过,因此在负载RL上输出电压的极性仍是相同 的,一般我们称此二级体D为飞轮二级体. 由于此种转换动作,使得输出电源是一种连续而非脉动电流 形式,相对的由于开关S在ON/OFF之间改变,所以输入电流则为 不连续形式,也就是所谓的脉动电流形式.
开关电容滤波器频域分析
开关电容滤波器频域分析2009-10-26 9:21:00 【文章字体：大中小】推荐收藏打印摘要：介绍了利用频域方法对一种常用的开关电容滤波器的传输特性进行理论分析，得出了其等效噪声带宽，并给出了仿真结果。
所得结果与参考文献中时域方法分析的结果相一致，但是分析过程要简洁得多，而且更容易理解。
随着集成电路技术的发展和工艺的改进，高质量的MOS电子开关和电容可以集成在体积很小的芯片上，从而使开关电容滤波器（SCF）得到广泛应用。
SCF中既有模拟电路，又有开关电路，其分析和综合方法往往比较复杂，已见报道的有阻抗变换法、双线性z变换法、时域分析方法等。
本文针对一种常用的SCF电容，利用频域方法分析其传输特性，所得结果与时域方法分析的结果相一致。
1 开关电容滤波器频域分析图1（a）所示是一种常用的开关电容滤波电路，它既有滤波作用，又有放大作用。
图中的K1和K2是由脉冲信号控制的双刀双掷同步电子开关，其控制信号p(t)是频率为f0的方波，如图1（b）所示。
当p(t)为高电平时，电子开关接到A（如实线所示），当p(t)为低电平时，电子开关接到B（如虚线所示）。
考虑到运算放大器输入负端为虚地，流经反馈支路的电流i(t)(设定方向如图中箭头所示)与输入电压vi(t)之间的关系为：vi(t)=-R1i(t) (1) 式（1）的傅立叶变换式为：Vi(ω)=-R1I(ω) (2) 式（2）中的Vi(ω)和I（ω）分别表示vi(t)和i(t)的频谱。
对于反馈支路，由于电子开关的作用，电流i(t)通过电子开关周期性地变换方向给RC并联电路交替充电，这相当于对i(t)周期性地乘以+1和-1，这样就可以用i'(t)=p(t)×i(t) (3) 来表示流经RC积分电路的电流。
设方波p(t)的周期为T0，角频率为ω0=2π/T0，如图1（b）所示。
这样的周期函数可以展开为如下指数形式的傅立叶级数：将（4）式代入（3）式，得：对（5）式进行傅立叶变换，并利用F[x(t)exp(jω1t)]=X(ω-ω1)的频移特性，得：式中，I'(ω)为i'(t)的频谱，I（ω）为i(t)的频谱。
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第六节反馈环补偿依据及设计方法一、系统反馈补偿设计的必要性1. 误差放大器太慢→系统响应迟缓;2. 误差放大器太快→系统容易振荡;3. 振荡的根源→系统中放大器与反馈组件的非线性引起某些频率的信号（含傅里叶分量）相移变成正反馈，当该信号的增益足够时，环路将变为不稳定状态。
二、系统环路稳定的基本原则(1).闭环(总开环)系统在穿越频率 处(含所有增益大于0dB的频率点)，所有环节的总环路相移必须小于-360°（含误差放大器的-180°负反馈在内），并且相位裕量（ ）最小为45°；一个可靠的设计相位裕量约为60°～ 80°,这样可提供良好的稳定性和快速无振铃的瞬态响应；增益裕量至少要确保10dB～15dB，来处理由于加 载条件、元件离散性、环境温度等因素而引起的增益变化。
(2).为了折衷考虑增益裕量和相位裕量，系统中含EA在内的总的环路增益曲线之合成斜率Kt（渐近线）在 频率附近应为-1，即该斜率以-20dB/decade 下降.有经验的RD知道Kt=-1 时，环路增益曲线斜率对应的相频曲线相位延迟相对而言较小，且变化较慢， 因此它能保证当某些环节的相位变化被忽略时，相频曲线仍有足够的相位裕量使得系统保持稳定；(3).闭环(也称总开环)系统的穿越频率 （交越频率、交叉频率、截止频率、单位增益带宽）的选择：○1.在没有右半平面（RHP）零点情况下，系统的穿越频率 取为开关频率的110⁄（10%~20%），⁄~15在允许情况下 可适当高些，这样既可兼顾提高系统的暂态响应，又能衰减高频段增益、滤除开关杂讯。
○2.在变换器有右半平面（RHP）零点情况下,即工作于CCM的Boost家族变换器会出现RHPZ，系统的穿越频率 满 意足○1的同时还应满足低于RHPZ频率的13⁄，一般取为右半平面零点频率的15⁄~14⁄（20%~25%）；对于 DCM模式，可将穿越频率 选在较高的频率上，因为此时没有RHPZ频率。
○3.Boost家族变换器一般不需要输出滤波电感，但因次级峰值电流较大， 该峰值电流加在输出电容 ESR会产生较高的尖峰电压，为滤除该尖峰，通常要在主电容后附加小型LC滤波器。
所以，故闭环(总开环)系统的穿越频率 满意足○1○2的同时还应满足低于附加小型LC滤波器谐振频率的13⁄。
○4.在电流型控制下工作于CCM模式且占空比大于或等于50%的变换器具有“次谐波振荡的极点”,即在 12⁄⁄。
处有一双极点存在，故闭环(总开环)系统的穿越频率 还应低于开关频率的12因此，在变换器有右半平面（RHP）零点情况下，故闭环(总开环)系统的穿越频率 最终值应低于上述取值的 最小值。
(4).在电压型控制的Buck家族变换器中，最差条件下，应确保 为LC滤波器谐振频率（双极点） 的3倍。
综上所述，应使穿越频率 远离任意“有问题”的极点或零点。
(5).系统中的低频段（直流）增益要尽可能大，这样既可以抑制电源的低频纹波，又可提高系统的调节精度；三、补偿器的基本原理通过补偿器提供给转换器所需的增益及相移，来合成达到稳定控制回路的目的。
四、补偿的基本策略根据环路稳定的基本原则，设法将总的回路频响特性修正为类似单极点的系统。
五、补偿器的设计(一)补偿器设计步骤1、收集系统参数（输入电压，输出电压，输出电感电容，开关频率等）；2、计算开环响应的直流增益及功率级的零极点，并画出Bode图；3、根据2环节确定该选用何种补偿控制器；4、选择闭环(总开环)系统的穿越频率 ；也是补偿器的穿越频率；5、根据开环响应的Bode图，计算开环系统的零点、极点在交叉频率 处的增益损失 或放大率 ；该增益损失 就是使开环增益在交叉频率 处为0dB需要提升的增益，等于补偿器在交叉频率 处需要提供的增益的倒数或相反 数，即等于补偿器中频增益 的倒数或相反数。
也就是说在交叉频率 处开环系统的增益与补偿器提供的 中频增益之和为0dB，或者说补偿后闭环(总开环)系统在穿越频率 处的增益为0dB。
6、根据开环系统的零点、极点在交叉频率 处的总增益损失 等于补偿器中频增益 的倒数(对数)或相反数(放大率)，可求得补偿网络的 或 。
7、根据开环响应的Bode图，计算开环系统的零点、极点在交叉频率 处产生的相移，并根据开环响应增益曲线在 处的斜率和其它特定相移限制条件，确定补偿器的类型和 K 值，以确保闭环系统的增益曲线的合成斜率为-1。
8、推算补偿器所需的相位移和系统相位裕量；9、由已知的增益曲线和截止频率，绘出补偿网络的增益曲线，并根据此曲线的零、极点频率来确定补偿网络的组件参数；10、利用计算得的参数，现场微调，直到满足整机各指标要求。
第七节 电流斜坡补偿由于电流型控制的CCM 工作模式的变换器，在占空比接近或大于50%时，在开关频率的一半处就会产生次 谐波振荡。
在振荡期间，每个开关周期的电感电流没有复位(电流初始值不同)；而在BCM 、DCM 模式，每个开 关周期的电感电流都复位了，故该模式下变换器不会产生次谐波振荡。
要消除次谐波振荡，必须要进行斜坡补偿。
一、次谐波振荡的表现：1、产生输出电压纹波（很高）；2、在变压器中产生音频噪声；3、交替出现宽、窄开关脉冲，同时暂态响应能力剧烈下降。
二、次谐波振荡的测试：在最小输入电压（最大占空比）及最大负载电流时，测试次谐波振荡。
三、斜坡补偿的目的是减小占空比；方法有两种：1、通过传感电阻在电流采样信号上叠加一个正斜率为m 的补偿电压；实际上是从脉冲前沿开始，在IC 的电流 检测端(CS 端)叠加一个正斜率为m 的补偿电压；也就是增大电感电流的上升斜率。
2、从脉冲前沿开始， 在反馈误差放大器的输出信号(输出端)上叠加一个负斜率的补偿电压，即为-m 的补偿电 压；也就是减小反馈控制电压（反馈误差放大器的输出电压）。
图6‐1 斜坡补偿电路图 6‐1 示出斜坡补偿电路。
和 组成了从晶振的输出到限流引脚的分压网络, 和 的比例决定了所加的斜坡补偿量。
电容 是交流耦合电容,使晶振的交流分量耦合到 ,去掉了直流偏置部分。
和 组成滤波电路,滤去初级电流中的前沿尖峰,避免误动作 为IC 内部斜坡电阻， 、 、 、 一般都集成在IC 内部。
图6‐1(b) 简化的斜坡补偿电路图6-1(c) 斜坡补偿等效电路0VVrampVpp四、斜坡补偿设计步骤：1.计算次级输出电压反射到初级的电压（次级输出电压折算到初级）：2.计算反应到初级电感的电流下降斜率：【附注】 在反激变换器中， 为初级电感；在正激式变换器(正激、半桥、推挽)中， 均为输出滤波电感。
3.计算(初级)电感峰值电流检测电阻因为IC内部分压器的输出电压(即控制电压 )送到PWM比较器的反相端与(初级)电感峰值电流检测电阻上的电压 进行比较，并控制(初级)电感峰值电流；分压器的最高输出电压(或稳压管电压)是(初级)电感最大峰值电流( . 的设置点电压；或者说是电流检测电阻上的最大压降( . )，也是反馈脚上的开环保护极限电压(对fairchild公司IC为 减去二极压降后)的分压，由控制器在开环时（因短路、启动等原因)产生的最大(初级)电感电流设置点电压.正常工作的(初级)电感峰值电流既要保证输出功率，又要小于(初级)电感最大峰值电流( . ， (初级)电感最大峰值电流( . 与电流限制值之间要留至少10%~20%的裕量，即. 1 10% .4.计算检测到的初级电感(电流或电压)下降沿斜率(斜坡)：·5. 确定希望注入的补偿斜率为初级电感(电流或电压)下降沿斜率的50%～75%，即 50%~75%最大补偿斜率经验值取75% ；补偿斜率过大，电流模式会变成电压模式。
6.计算晶振充电时的斜率 ：.为IC 内部振荡斜坡(斜坡电压源)峰值电压，也有IC 提供振荡电流(斜坡电流源)峰值 ；为允许工作的最大占空比，由IC的DataSheet提供；为工作的开关频率；7. 计算斜坡补偿电阻 ：根据IC内部振荡器提供的补偿值应等于最大补偿斜率，也就是IC内部斜坡电压在补偿电阻 上的压降斜率，即叠加在电感电流上的斜率应等于最大补偿斜率：8.计算IC 电流引脚端的检测信号电压(斜坡补偿后加到芯片电流输入端的电压)：采用叠加原理求斜坡补偿后电流输入端电压电流检测信号是实际电流的一部分(通过检测电阻转换为对应的电压)和振荡斜坡的一部分的组合。
第八节 环路稳定度的测量1. 对于电源系统而言，其环路稳定度的测量方法有很多，可使用专用的仿真软件模拟或者利用频率响应分析仪直接去测量回路的频响特性等; 但最简单且有效的方法是测量电源变换器的瞬时回应，即可得知闭回路稳定度状况。
2. 瞬时回应测量的基本方法及原理方法：在二倍额定的交流输入频率条件下，转换输出负载设定为全额值的75%至100% 和25%至100% ；原理：强制系统的回授放大器跟随动态负载变化，在负载回复时间结束时使系统由一个开回路状态变至闭回路的状态，以此判定系统的稳定度。
3. 常见瞬时回应波形与稳定度之关系通过把上述波形和我们电源测试结果相比对，我们就可以在没有专用环路增益-相位测量仪器的情况下去基本判断系统环路的稳定度。
后记：以上仅仅是针对两种最基本的拓扑作了实例讨论，限于篇幅，其它拓扑请大家自行查阅相关资料，它们的基本分析方法相同，差别只是在PWM部分的传递函数不一样，即它们的直流增益不同；测试用仪器仪表：1、示波器：泰克TDS3012B2、6630 系列功率分析仪是一弹性设计的多功能电力测试设备，可与其它系统整合或单机使用，具备谐波、闪烁测试、多用电表、资料记录及波形显示等五种独立的功能模组，以及可与自动测试系统整合的测试与分析能力。
3、交流电源：615044、电子负载：Chroma(致茂电子)3310C5、频率响应分析仪（FRA）或网络分析仪6305 频率响应分析仪 0.01Hz to 5MHz ,90Vac-264Vac 致茂电子6320 频率响应分析仪0.01Hz to 20MHz ,90Vac-264Vac 致茂电子6340 频率响应分析仪0.01Hz to 40MHz ,90Vac-264Vac 致茂电子。