igbt功耗计算
IGBT耗散功率计算
IGBT耗散功率计算IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) 是一种常用的功率开关器件，它在大功率应用中具有较低的开关损耗和较高的效率。
在使用IGBT 进行功率开关控制时，需要计算和考虑其耗散功率。
IGBT的耗散功率包括开关损耗和导通损耗两部分。
开关损耗是指在IGBT的开关过程中由于开关速度较快而产生的能量转损。
导通损耗是指当IGBT导通时因芯片内部电阻和开关电压而产生的功率损耗。
首先，我们来计算开关损耗。
开关损耗通常由开关频率、电流和电压决定。
开关损耗可以分为开关开启损耗和开关关闭损耗两个部分。
当IGBT 开启时，电流会从0到其极大值快速增加，此过程中会有一个过渡阶段，电压降过渡为低电压，并且会有一个反向电流。
开关关闭时，电流会从其极大值快速减小为零，此过程中同样会有过渡阶段。
开关开启损耗可以通过以下公式计算：P_on = V_on * I_Cin * f_s其中P_on 是开关开启损耗；V_on 是开启过程中的电压降；I_Cin 是开启过程中的输入电流；f_s是开关频率。
开关关闭损耗可以通过以下公式计算：P_off = V_off * I_CEoff * f_s其中P_off 是开关关闭损耗；V_off 是关闭过程中的电压降；I_CEoff 是关闭过程中的输出电流。
接下来，我们计算导通损耗。
导通损耗可以通过以下公式计算：P_cond = V_CEon * I_Cavg其中P_cond 是导通损耗；V_CEon 是导通过程中的电压降；I_Cavg 是导通过程中的平均电流。
综上所述，IGBT的总耗散功率可以通过以下公式计算：P_total = P_on + P_off + P_cond这些公式可以帮助我们计算IGBT的耗散功率。
在实际应用中，还需要考虑散热器的散热能力，以确保IGBT的工作温度在可接受范围内。
为了实现更加精确的功率计算，需要准确测量和获得所需的电流和电压参数。
IGBT耗散功率计算
IGBT 耗散功率计算不管是正常负荷还是超负荷，IGBT安全工作必须确保结温T i 不超过片皿⑰。
—一关于IGBT及损耗IGBT模块由IGBT本部和续流二极管FWD组成，各自发生的损耗的合计为IGBT模块整体损耗；同时，IGBT的损耗又分为通态（稳态）损耗和交换（开关）损耗。
1 GET总扌員耗PtoLal通态损耗可通过稳态输出特性计算；交换损耗可通过交换损耗-集电极电流特性来计算二IGBT （本部）耗散功率计算1、通态功耗的计算开逢损耗T=亍 /\(上)*" IGBT 通态平均功耗是■ 通态损耗近似是P sat = V CE(sat) X^CE(sat) IGBT 饱和J k 降l c -一集电极电流D] 占空比I 和V C E 的波形，对其进行积分T T(积分时间是开通时间 '或关断时间')关断损耗：'N ' ?11'-的积分面积是以焦耳为单位的开关能量。
总的开关损耗是开通与关断过程所损耗能量之和，平均开关损耗是单位脉冲开关损耗与开关频率相乘后得到: 实际上E ON 和可由交换损耗-集电极电流特性曲线来估算 大多数IGBT 都会提供交换损耗与集电极电流特性曲线，如下图: Sct«aitw1us.teswrtehanQ losses (G EJ T —Verter 电typ.ca 口 耳・=t He).丘■” = T (lc)V GE = ±15 V. FUif = 0,91 Q t 尺 j” = 1.2 a” V CE = 1800 V, T wJ — T25・U. C GE = N2O nF2、 PWM 应用时，近似通态损耗 开关损耗计算Psat = V CE(sat) X I c X D y开关损耗精确计算：测量开关过程中 开通损耗:[MJJw-v CE(sat)(t )*dt [] p-1 sw(on) t on u =f -/L (t)・ v CE(sat)(t )・ d依据IGBT实际流过的电流值，查曲线得到E ON和E o(r,即可计算平均开关损耗：卩加二^WM % t E ON + E O F J3、IGBT本部总损耗是通态损耗和开关损耗之和P igbt = P sat + P sw三IGBT(FWD-二极管部)功率损耗P FWD =V F X I。
igbt功耗计算
1IGBT 的驱动特性及功率计算陈暹辉深圳裕能达电气有限公司摘要：根据目前市场的使用情况，介绍IGBT 的驱动特性及不同功率计算。
关键词：开通损耗 关断损耗 栅极电阻 导通压降 短路时间1 IGBT 的驱动特性1.1 驱动特性的主要影响因素IGBT 的驱动条件与IGBT 的特性密切相关。
设计栅极驱动电路时，应特别注意开通特性、负载短路能力和d v /d t 引起的误触发等问题。
栅极电压 U ge 增加（应注意U ge 过高而损坏IGBT ），则通态电压下降（Eon 也下降），如图1所示(此处以200 A IGBT 为例)。
由图1中可看出，若U ge 固定不变时，导通电压将随集电极电流增大而增高，如图1 a ，电流容量将随结温升高而减少（NPT 工艺正温度特性的体现）如图1b 所示。
（a ）Uge 与Uce 和Ic 的关系 （b ）Uge 与Ic 和Tvj 的关系图1 栅极电压U ge 与U ce 和T vj 的关系栅极电压 U ge 直接影响 IGBT 的可靠运行，栅极电压增高时有利于减小IGBT 的开通损耗和导通损耗，但同时将使IGBT 能承受的短路时间变短（10 μs 以下），使续流二极管反向恢复过电压增大，所以务必控制好栅极电压的变化范围，一般V ge 可选择在-10～+15 V 之间，关断电压-10 V ,开通电压+15 V 。
开关时U ge 与I g 的关系曲线见图2 a 和图2 b 所示。
栅极电阻R g 增加，将使IGBT 的开通与关断时间增加，使开通与关断能耗均增加,但同时，可以使续流二极管的反恢复过电压减小，同时减少EMI 的影响。
而门极电阻减少，则又使d i /d t 增大，可能引发IGBT 误导通，但是，当R g 减少时，可(a)开通时 (b)关断时 图2 开关时U ge 与 I g 的关系曲线以使得IGBT 关断时由d u /d t 所带来误触发的可能性减小，同时也可以提高IGBT 承受短路能量的能力,所以R g 大小各有好坏，客户可根据自己设计特点选择。
IGBT 的驱动特性及功率计算
IGBT 的驱动特性及功率计算1 IGBT 的驱动特性1.1 驱动特性的主要影响因素IGBT的驱动条件与IGBT的特性密切相关。
设计栅极驱动电路时，应特别注意开通特性、负载短路能力和dv/dt 引起的误触发等问题。
栅极电压U ge增加（应注意U ge过高而损坏IGBT），则通态电压下降（E on也下降），如图1所示(此处以200A IGBT为例)。
由图1中可看出，若U ge固定不变时，导通电压将随集电极电流增大而增高，如图1a，电流容量将随结温升高而减少（NPT工艺正温度特性的体现）如图1b所示。
（a）Uge与Uce和Ic的关系（b）Uge与Ic和Tvj的关系图1 栅极电压U ge与U ce和T vj的关系栅极电压U ge直接影响IGBT 的可靠运行，栅极电压增高时有利于减小IGBT的开通损耗和导通损耗，但同时将使IGBT能承受的短路时间变短（10μs以下），使续流二极管反向恢复过电压增大，所以务必控制好栅极电压的变化范围，一般U ge可选择在-10～+15 V之间，关断电压-10 V,开通电压+15 V。
开关时U ge与I g的关系曲线见图2 a和图2 b所示。
(a)开通时 (b)关断时图2 开关时U ge与I c的关系曲线栅极电阻R g增加，将使IGBT的开通与关断时间增加，使开通与关断能耗均增加,但同时，可以使续流二极管的反恢复过电压减小，同时减少EMI的影响。
而门极电阻减少，则又使di/dt增大，可能引发IGBT误导通，但是，当R g减少时，可以使得IGBT关断时由du/dt 所带来误触发的可能性减小，同时也可以提高IGBT承受短路能量的能力,所以R g大小各有好坏，客户可根据自己设计特点选择。
图3为R g大小对开关特性的影响，损耗关系请参照图4所示。
图3 R g大小对开关特性的影响（di/dt 大小不同）图4 门极电阻R g与E on/E off由上述可得：IGBT 的特性随门极驱动条件的变化而变化，就象双极型晶体管的开关特性和安全工作区随基极驱动而变化一样。
IGBT模块的功率损耗
IGBT模块的功率损耗IGBT模块关断截止时，I(t)≈0，损耗的功率可忽略。
为了便于分析，将IGBT损耗分为导通损耗和开关损耗。
另外，开关损耗也可分为两类：具有理想二极管时IGBT的开关损耗和考虑二极管反向恢复时间时IGBT的开关损耗。
IGBT导通时，如果电流为方波脉冲，那么导通能量就等于电流、电压降和导通时间三者之积。
IGBT在任意电流和温度时的最高电压降，根据数据表提供的数据，可按以下两步得到：首先，从IGBT模块集电极发射极饱和电压与壳温的关系曲线上找出能满足所需电流的集电极-发射极饱和电压。
然后，为了得到最大压降，在给定结温下从该曲线上得出的电压降必须乘以电气特性表中给出的最大值与典型值之比。
如果栅极驱动电压不是15V，最大压降值还需要些修正，修正系数可参考器件公司的IGBT 设计手册。
如果电流不是方波脉冲，导通损耗只能用积分计算。
这样必须建立电流波形和电压降的数学表达式，这些函数关系可参考器件公司的IGBT设计手册。
在负载为电感的电路中，开关导通引起续流二极管反向恢复，同时开关器件中产生很大的电流尖峰，从而使IGBT和续流二极管的开关损耗增加。
考虑到二极管反向恢复引起的开关损耗，IGBT总的开关损耗可出下式绐出：式中：U1和I分别为电源电压和负载电流；Irr为二极管峰值反向恢复电流；t a和t b为反向时间trr的两个分量。
功率变换器采用不同功率开关器件时的功率损耗可按下列工程公式计算。
稳定功耗为：开关功耗为：开关功耗为：总功耗为：P0 = P SS + P SW式中：E SW(on)为每一个脉冲对应的IGBT开通能量(在t= 125℃、峰值电流I CP条件下)；E SW(off)为每个脉冲对应的IGBT关断能量(在t=125℃、峰值电流I CP条件下)；P SW为变频电源每臂的PWM的开关功率；I CP为正弦输出电流的峰值；UCE(sat)为IGBT的饱和电压降(在Tj=125℃、峰值电流I CP件下)；F SW为开关频率；D为PWM信号占空比；θ为输出电压与电流之间的相位角(功率因数为cosθ)。
IGBT的驱动特性及功率损耗计算
IGBT的驱动特性及功率损耗计算IGBT（Insulated Gate Bipolar Transistor）是一种常用的功率开关器件，广泛应用于电力电子领域。
IGBT的驱动特性和功率损耗计算是研究和设计IGBT电路时重要的考虑因素。
以下是对IGBT驱动特性和功率损耗计算的详细介绍。
一、IGBT的驱动特性1.输入阻抗：IGBT的输入阻抗较高，通常在几百欧姆到几兆欧姆之间，可以接受微弱的输入信号。
2.输入电容：IGBT的输入电容通常较大，约为几十皮法（pF），需要充放电过程来实现开关控制。
3.驱动电压：IGBT的驱动电压通常在12V至15V左右，在工作过程中，需要适当控制驱动电压的大小和时间，以保证其正常工作。
4.驱动电流：IGBT的驱动电流是驱动IGBT的关键参数，通常需要较大的驱动电流来保证IGBT的稳定工作。
5.驱动方式：常见的IGBT驱动方式有电流驱动和电压驱动两种。
电流驱动方式可以提供更好的保护性能和更高的驱动能力。
6.驱动信号：IGBT的驱动信号通常为脉宽调制（PWM）信号，通过控制脉宽来调节流过IGBT的电流，从而实现对电路的开关控制。
7.驱动时间：IGBT的驱动时间是指IGBT从关断到导通或从导通到关断的时间，通常需要较短的驱动时间来保证IGBT的快速开关。
IGBT在工作过程中会产生一定的功率损耗，包括导通损耗、关断损耗和开关损耗。
功率损耗的计算对于设计IGBT电路和散热系统非常重要。
1.导通损耗：IGBT在导通状态下会有一定的导通电压降和导通电流，导致功率损耗。
导通损耗可以通过以下公式计算：Pcon = Vce × Ic其中，Pcon为导通损耗，Vce为导通电压降，Ic为导通电流。
2.关断损耗：IGBT在关断过程中会有一定的关断电流和关断电压降，导致功率损耗。
关断损耗可以通过以下公式计算：Pdis = Vce × Ic × td其中，Pdis为关断损耗，Vce为关断电压降，Ic为关断电流，td为关断时间。
IGBT损耗计算
IGBT损耗计算IGBT（Insulated Gate Bipolar Transistor）是一种高压功率半导体器件，常用于交流电驱动汽车电机、电机驱动器、逆变器等高功率应用中。
IGBT在工作过程中会产生一定的损耗，包括导通损耗、开关损耗和封装损耗等。
下面将从这三个方面对IGBT的损耗进行计算。
1. 导通损耗（Conduction Losses）：导通损耗是指IGBT开关处于导通状态时导通电流通过器件内的正向电压降所引起的损耗。
导通损耗的计算公式如下：Pcon = Vceon * Icav其中，Pcon为导通损耗，Vceon为IGBT的导通电压降，Icav为平均导通电流。
2. 开关损耗（Switching Losses）：开关损耗是指IGBT在开关状态下因开关过程中的电流和电压变化而产生的损耗。
开关损耗可以分为开关过渡损耗和开关导通损耗两部分。
开关过渡损耗由于开关过程中外部负载电流和电压变化引起，可以通过计算开关过程中的高电平和低电平时间来估算，计算公式如下：Pswg = (Eon / Ton) * (Ic + IL) * (Ton / T) + (Eoff / Toff) * (Ic + IL) * (Toff / T)其中，Pswg为开关过渡损耗，Eon为开开关过程中的功耗，Ton为开斩波时间，Ic为平均导通电流，IL为负载电流，T为一个周期时间。
开关导通损耗是指IGBT从关态切换到导通态时，由于电导下降导致的损耗，可以通过计算开关导通时间和导通电流来估算，计算公式如下：Pswc = (Econ / Tcon) * (Ic + IL) * (Tcon / T)其中，Pswc为开关导通损耗，Econ为开关导通过程中的功耗，Tcon 为开关导通时间。
3. 封装损耗（Package Losses）：封装损耗是指由于封装本身的热阻和热容导致的损耗。
封装损耗主要由于IGBT的开关过程中产生的瞬时热量，根据IGBT封装的热阻和热容来计算。
干货 一文搞懂IGBT的损耗与结温计算
与大多数功率半导体相比，IGBT 通常需要更复杂的一组计算来确定芯片温度。
这是因为大多数IGBT 都采用一体式封装，同一封装中同时包含IGBT 和二极管芯片。
为了知道每个芯片的温度，有必要知道每个芯片的功耗、频率、θ 和交互作用系数。
还需要知道每个器件的θ 及其交互作用的psi 值。
本应用笔记将简单说明如何测量功耗并计算二极管和IGBT 芯片的温升。
损耗组成部分根据电路拓扑和工作条件，两个芯片之间的功率损耗可能会有很大差异。
IGBT 的损耗可以分解为导通损耗和开关（开通和关断）损耗，而二极管损耗包括导通和关断损耗。
准确测量这些损耗通常需要使用示波器，通过电压和电流探针监视器件运行期间的波形。
测量能量需要用到数学函数。
确定一个开关周期的总能量后，将其除以开关周期时间便可得到功耗。
图 1. TO−247 封装，显示了IGBT 芯片（左）和二极管芯片（右）图 2. IGBT 开通损耗波形将开通波形的电压和电流相乘，即可计算出该周期的功率。
功率波形的积分显示在屏幕底部。
这就得出了IGBT 开通损耗的能量。
功率测量开始和结束的时间点可以任意选择，但是一旦选定了一组标准，测量就应始终遵循这些标准。
IGBT导通损耗图 3. IGBT 传导损耗波形导通损耗发生在开通损耗区和关断损耗区之间。
同样应使用积分，因为该周期内的功率并不是恒定的。
图 4. IGBT 关断损耗波形开通、导通和关断损耗构成了IGBT 芯片损耗的总和。
关断状态损耗可以忽略不计，不需要计算。
为了计算IGBT 的总功率损耗，须将这三个能量之和乘以开关频率。
IGBT 损耗必须使用阻性负载或在负载消耗功率的部分周期内进行测量。
这样可消除二极管导通。
图 5. 二极管导通损耗波形FWD反向恢复图 6. 二极管反向恢复波形图 5 和图 6 显示了二极管在整流器或电抗模式下工作期间的电流和电压波形。
二极管损耗的计算类似于IGBT 损耗。
需要了解的是，损耗以半正弦波变化。
IGBT功率损耗计算--蔡华
IGBT功率损耗计算对比---手算、Psim热模型、IPOSIM计算蔡华目的：对Psim中IGBT热模型功率计算方法进行验证，以便后期使用参考。
方法：(1)根据器件手册计算；(2)根据英飞凌官方提供的计算工具核对.条件：经典的Buck电路；输入电压：1000V；输出电压：500V；输出电感：1mH；负载电阻：5Ω；开关频率：5kHz占空比：0.5；IGBT：英飞凌FF300R17ME4。
Psim仿真电路见图1。
图 1 Psim仿真模型英飞凌网站主页IPOSIM工具入口方法见图2。
英飞凌官方功率计算网站/iposim/HighPower/All/TopologySelection.aspx图 2 英飞凌网站主页IPOSIM工具入口1.手工计算IGBT损耗(1)计算IGBT导通损耗。
手册中给定的器件FF300R17ME3的IGBT导通电流与压降关系如图3所示。
图 3 IGBT导通电流与压降IGBT导通时，从上述条件，可知，负载电压500V，负载平均电流100A，对应器件压降1.4V，占空比为0.5，平均导通损耗Pcond=100A*1.4V*0.5=70W。
(2)计算IGBT开关损耗。
手册中给定的IGBT开通和关断损耗与电流关系如图4所示。
图 4 IGBT开通和关断损耗与电流关系IGBT导通平均电流为100A，开通关断，每次开关动作对应的开通和关断损耗Eon+Eoff=75mJ，实际Uce承受电压为1000V，图中测试条件为900V，所以还要乘以1000/900，开关频率为5kHz。
所以对应的开关损耗为Psw=75m*5k*1000/900=416.6W。
(3)计算IGBT反并联二极管导通损耗。
手册中给定的IGBT反并联二极管压降与电流关系如图5所示。
图 5 IGBT反并联二极管压降与电流关系IGBT关断时，电流从续流二极管流过，IGBT反并联二极管导通电流基本为0，损耗为0，可能此处不严谨，求拍。
IGBT驱动全参数计算详解
IGBT驱动参数计算详解大功率IGBT 模块在使用中驱动器至关重要，本文介绍在特定应用条件下IGBT门极驱动性能参数的计算方法，经验公式及有关CONCEPT 驱动板的选型标准，得出的一些参数值可以作为选择一款合适IGBT驱动器的基本依据。
1 门极驱动的概念IGBT存在门极-发射极电容Cge，门极-集电极电容Cgc，我们将IGBT的门极等效电容定义为Cg，门极驱动回路的等效电路如下图所示：其本质是：一个脉冲电压源向RC电路进行充放电，对于这个电压源，有2个物理量我们需要关心，1.它的功率；2.它的峰值电流。
2 驱动功率的计算驱动器是用来控制功率器件的导通和关断。
为了实现此功能，驱动器对功率器件的门极进行充电以达到门极开通电压VGE_on，或者是对门极进行放电至门极关断电压VGE_off。
门极电压的两种电平间的转换过程中，在驱动器门极驱动电阻及功率器件组成的回路中产生一定的损耗。
这个参数我们称为驱动功率PDRV。
驱动器必须根据其所驱动的功率器件所需的驱动功率来选择。
请注明出处.igbt8.驱动功率可以从门极电荷量QGate，开关频率fIN，以及驱动器实际输出电压摆幅ΔVGate 计算得出：P DRV = Q Gate * f IN * ΔV Gate (Eq. 1)备注：P DRV: 驱动器每通道输出功率；f IN: IGBT开关频率；Q Gate :IGBT门极电荷，可从规格书第一页查出，不同IGBT该数值不同；ΔV Gate:门极驱动电压摆幅，等于驱动正压+U 和负压–U 之间差值。
如果门极回路放置了一个电容CGE (辅助门极电容)，那么驱动器也需要对该电容进行充放电，如图1 所示：图1.带外接阻容的门级驱动只要CGE 在一个周期被完全的充放电，那么RGE 值并不影响所需驱动功率。
驱动功率可以从以下公式得出：P DRV = Q GATE * f IN *ΔV GATE + C GE * f IN*ΔV GATE2(Eq. 2)这个功率是每个IGBT 驱动时必须的，但门极的充放电是没有能量损失的，这个功率实际上损失在驱动电阻及外部电路中。
IGBT耗散功率计算
IGBT 耗散功率计算不管是正常负荷还是超负荷，IGBT安全工作必须确保结温T不超过Tj。
一关于IGBT及损耗IGBT模块由IGBT本部和续流二极管FWD组成，各自发生的损耗的合计为I GBT模块整体损耗；同时，IGBT的损耗又分为通态（稳态）损耗和交换（开关）损耗。
通态损耗可通过稳态输出特性计算；交换损耗可通过交换损耗-集电极电流特性来计算。
二IGBT（本部）耗散功率计算1、通态功耗的计算IGBT通态平均功耗是P sat。
通态损耗近似是PsaPWM应用时，近似通态损耗P sat。
2、开关损耗计算开关损耗精确计算：测量开关过程中I C和形，对其进行积分（积分时间是开通时间T时间TOf）开通损耗：关断损耗：t积是以焦耳为单位的开关能量。
总的开关损耗是开通与关断过程所损耗能量之和，平均开关损耗是单位脉冲开关损耗与开关频率相乘后得到：实际上EO损耗-集电极电流特性曲线来估算大多数IGB T都会提供交换损耗与集电极电流特性曲线，如下图：依据IGBT实际流过的电流值，查曲线得到，即可计算平均开关损耗：3、IGBT本部总损耗是通态损耗和开关损耗之和三IGBT(FWD-二极管部)功率损耗四VVVF变频器中IGB T模块的功耗计算在SPWM调制的变频器中，IGBT的电流值及占空比经常变换，使得功耗计算很困难。
以下是估算公式：1每一个IG B T的平均通态损耗2 每一个IGB T的平均开关损耗3 每一个桥臂I GBT的总功耗4 反并联续流二极管的通态平均功耗5 每一个IGB T总功耗计算举例条件：IGBT：eupec公司型号：FZ1200R33KF2C开关频率20kHz;功率因素c0.8；SPWM变频器，400Kva,320kW。
IGBT和反并联二极管损耗计算
IGBT和反并联二极管损耗计算IGBT和反并联二极管损耗计算额定电流100A、开关频率500Hz，节温125°、直流电压1050V、输出电压700V、导通率0.667IGBT损耗计算1、导通损耗100A*1.4V*0.667=93.4W2、开通损耗0.135Mj*500=67.5W3、关断损耗0.155Mj*500=77.5W4、总损耗93.4+67.5+77.5=238.4W5、节壳温差238.4W*0.06K/W=14.3K6、散热器和壳温差238.4W*0.029K/W=6.9K7、散热器和节温差14.3K+6.9K=21.2KIGBT反并联二极管损耗计算1、导通损耗100A*1.9V*0.333=63.3W2、开通损耗0.055Mj*500=27.5W3、反向恢复损耗0.110Mj*500=55W4、总损耗63.3+27.5+55=145.8W5、节壳温差145.8W*0.1K/W=14.6K6、散热器和壳温差145.8W*0.048K/W=7.0K7、散热器和节温差14.6K+7.0K=21.6KIGBT模块总损耗238.4+135.8=374.2W假设IGBT模块最高工作节温115°，则散热器表面最高温度为115°-21.6°=93.4°如果环境温度为50°，则散热器热阻为：R=(93.4-50)/374.2=0.116K/W订购散热器时可按0.11K/W选择。
续流快速二极管损耗计算1、导通损耗100A*1.6V*0.333=53.3W2、反向恢复损耗0.02*500=10W正常情况下，续流二极管是不会导通的，因此续流二极管只有反向恢复损耗，可以直接安装在柜子侧板上。
IGBT功率器件功耗与散热
IGBT功率器件功耗与散热IGBT功率器件功耗与散热IGBT等功率电子器件在工作中，由于自身的功率损耗，将引起IGBT温度升高。
引起功率器件发热的原因主要有两个，一是功率器件导通时，产生的通态损耗。
二是功率器件的开通与关断过程中产生的开关损耗。
IGBT功耗主要由导通损耗和开关损耗构成，需要合理的IGBT散热装置将产生的热量散发出去，保证IGBT变流器设备的可靠运行。
(1) 功率器件导通时，由于自身的导通压降并不为零，于是将产生通态损耗。
通态损耗主要与功率器件的导通压降、承载电流以及导通占空比有关。
设功率器件的导通压降为Uon，则当器件通过占空比为D，电流幅值为I T的矩形脉冲时，平均通态损耗为(2) 功率器件在开通与关断过程中，作用在其上的电压、电流波形可近似表示为图1所示形式。
功率器件在开通时不能瞬间完全导通，逐渐下降的电压与逐渐上升的电流将产生开通损耗Pon。
功率器件在关断时不能瞬间完全截止，逐渐下降的电流与逐渐上升的电压将产生关断损耗off。
开通损耗Pon和关断损耗Poff的总和即是功率器件的开关损耗Ps。
开关损耗主要与功率器件的承载电压、电流以及开关频率有关。
对于电阻性负载，依据图1(a)所示的波形，设功率器件截止时承载的电压为U T，开通时的电流为I T，开关的频率为fs，周期为Ts，则在一个开关周期内的平均开关损耗为对于电感性负载，在电压、电流相同的情况下，功率器件的平均开关损耗要大干电阻性负载，一般认为其在一个开关周期内平均开关损耗为开关器件的平均通态损耗Pc与平均开关损耗Ps之和就是开关器件总的功率损耗，它们将转化为热量而引起功率器件发热。
各种功率器件的核心均是半导体PN结，而PN结的性能与温度密切相关，为此，功率器件均规定了正常工作的最高允许结温Tjm。
为了保证器件正常工作，器件工作时的结温应始终低于最高允许结温Tjm。
但工程上能够测量到的结温实际上是功率器件外壳的平均温度，由于功率器件内部温度分布是不均匀的，可能会出现局部高于最高允许结温的过热点而使器件损坏。
IGBT损耗计算
IGBT 损耗计算单元内部损耗主要由单元内部的IGBT 、整流桥、均压电阻、电解电容等产生，算出这些器件的损耗值便能算出单元的效率。
一、IGBT 损耗计算IGBT 的损耗主要分为IGBT 的通态损耗和开关损耗以及IGBT 中续流二极管的通态损耗和开关损耗，（1）IGBT 的通态损耗估算IGBT 的通态损耗主要由IGBT 在导通时的饱和电压Vce 和IGBT 的结热阻产生， IGBT 通态损耗的计算公式为：)38(cos )4(21_22ππIp Rthjc Ip Vce m Ip Rthjc Ip Vce igbt Pt +*++=φ式中：Pt-igbt----IGBT 的通态损耗功率（W ）Vce----IGBT 通态正向管压降（V ）Rthjc----IGBT 结热阻（K/W ）Ip----IGBT 通态时的电流（A ）m----正弦调制PWM 输出占空比cos φ----PWM 输出功率因数（2）IGBT 开关损耗计算IGBT 的开关损耗主要是由于IGBT 开通和关断过程中电流Ic 与电压Vce 有重叠，进而产生开通能耗Eon 和关断能耗Eoff ，IGBT 的开关能耗大小与IGBT 开通和关断时的电流Ic 、电压Vce 和芯片的结温有关， IGBT 开关能好的计算公式为：)(**1Eoff Eon f igbt Pk +=-π式中：Pk-igbt----IGBT 开关热损耗值（W ）f----IGBT 开关频率（Hz ）Eon----IGBT 单次接通脉冲的能量损耗（W ）Eoff----IGBT 单次关断脉冲的能量损耗（W ）（3）续流二极管通态损耗计算续流二极管在导通状态下存在正向导通压降Vf ，其大小由通过的电流和芯片的结温有关。
由于Vf 和结热阻的存在，当有电流通过时会生成二极管在通态状态下的损耗。
二极管在通态时的损耗计算公式为：)38(cos )4(21_22ππIp Rthjk Ip Vf m Ip Rthjk Ip Vf diode Pt +*-+=φ 式中：Pt-diode----续流二极管开关热损耗（W ）Vf----续流二极管通态正向管压降（V ）Ip----IGBT 通过续流二极管的运行电流（A ）m----正弦调制PWM 输出占空比cos φ----PWM 输出功率因数Rthjk----二极管结热阻（K/W ）（4）续流二极管开关损耗计算续流二极管的开关损耗主要由续流二极管恢复关断状态产生，其大小与正向导通时的电流、电流的变化率di/dt 、反向电压和芯片的结温有关。
英飞凌IGBT功耗计算
英飞凌IGBT功耗计算Infineon IGBT 模块功耗计算 V7.5c 东方科技module selection for 3-phase inverter applicationsECM-340选定模块输入参数直流电压 V dc 960V 输出频率 f 050Hz 开关频率 f s 600Hz调制系数 m 0.8功率因数φ0.9输出电流 I RMS170A热参数最大结温 T j125°C 最大环境温度 T a40°C 每桥臂散热器热阻 R th0.15K/W结到壳热阻 R jcIGBT:0.085DIODE:0.13 K/W 壳到散热器热阻 R ch IGBT:0.033DIODE:0.051 K/W 每桥臂热阻 R arm R jc =0.051 R ch =0.020 K/W 模块热阻 R moudleR jc =0.026R ch =0.010K/W芯片损耗（170A ）IGBT Diode 导通损耗P cond112W 26W 开关损耗P SW 32W 13W 总损耗144W39WP RCC'EE'=11WPer Arm P 总=183.3WP 总=366.6WP RCC'EE'损耗通过接线端子散发出去，极端条件下也会进入基板。
温度（170A ）Diode 最大结温T j 77°C D T j最小结温T j 75°C 1K壳温 T c71°C 散热器温度 T hs69°C最大电流Tj <= 125°C 312A温度（311.7A ）Diode 最大结温 T j 125°C D T j最小结温T j 122°C 3K壳温 T c114°C 散热器温度 T hs110°C损耗 vs. 电流I RMS I peak P IGBTP diode P RCC'EE'Tj_diode [A][A][W][W][W][°C]213012114642602514149649040181528512 0582235710615076264611381951083276817024014439107721 230019849168927639029366281113394804048542136424600 57711465176FF300R17KE3 >>Diode62mm HBaverage losses for sinusoidal output current at 600 Hzswitching frequencylosses and corresponding junction temperature ripplefor the diode at Irms =170Acase-to-heatsink and heatsink-to-ambient for Ta = 40°Cand a given heatsinktemperature distribution across diode junction-to-case,0100 20030040050060070080050100150200250300350400450WA RMS损耗(IGBT) / W损耗(diode) / W 每桥臂损耗(IGBT + diode) / W max. losses (IGBT)@ Tcase=80°Cmax. losses (diode) @ Tcase=80°C 405060708090100110120130140150021426485106138170212276339424℃A RMST j-c T c-hs T hs-a.717273747576770204060801001201400.0000.0050.0100.0150.020℃Ws损耗p(t)平均损耗温度波动Infineon 计算程序，/doc/447399853.html,/iposim 内部资料结构室整理2013-8-28。
600KWIGBT驱动功率计算
600KWIGBT驱动功率计算600A模块的驱动功率计算下面是参考的资料驱动光耦及IGBT功耗计算一种算法；参考附件；（IGBT 驱动器驱动能力的计算）1 确定IGBT 门极电荷以及门极电容。
首先，在负载端没有输出电压的情况下，我们可以作如下计算。
门极电荷可以利用公式计算：Q＝∫idt＝CΔU确定了Q, 我们可以用示波器观测门极电压，同时电压的上升ΔU 在测量中也能在示波器上清楚的观测到。
（见图1）利用公式CIN＝Q/ΔU。
CIN为输入结电容2 Ciss 在折算中的经验公式在IGBT 手册中的电容值Ciss，在实际电路应用中不是一个特别有用的参数，因为它是通过电桥测得的，由于测量电压太小而不能到达门极门槛电压，在实际开关中增加的内部回馈效应（Miller 效应）在测量中未被包括在内。
在测量电路中，一个25V 的电压加在集电极“C”上，在这种测量构架下，所测结电容要比Vce＝0V 时要小一些。
因此，Ciss 仅仅只能在IGBT 互相作比较时使用。
对于SIEMENS 和EUPEC 的IGBT 而言，下面的经验公式经过验证是较为准确可信的。
CIN＝5*Ciss （Ciss 可从IGBT 手册中得到）3 驱动功率的计算在输入结电容中存贮的能量可通过如下计算：W＝1/2 CINΔU2^21 CINΔU2，ΔU 是门极上上升的电压。
在+15V -8V驱动电压下，ΔU 是23V。
在每个工作周期，门极被充电二次。
一个IGBT 所需的驱动功率计算如下：则W＝F* CIN*ΔU2^2F=15KCiss=5.3nf(查表)CIN=5*5.3=26.5 nfW=15000*23^2*26.5 =210MwHCPL-316J输出功耗为600mW＞＞实际驱动功率210Mw 210 277 500由上面的资料得出600A模块的驱动功率F = 载波频率4KCIN=模块输入电容=39*5=195nf由公式计算600A模块驱动功率为：W＝F* CIN*ΔU2^2已知：F=4KCIN=39*5=195nfW=4000*23^2*195=412Mw412 620 000。
igbt功耗计算
1IGBT 的驱动特性及功率计算陈暹辉深圳裕能达电气有限公司摘要：根据目前市场的使用情况，介绍IGBT 的驱动特性及不同功率计算。
关键词：开通损耗 关断损耗 栅极电阻 导通压降 短路时间1 IGBT 的驱动特性1.1 驱动特性的主要影响因素IGBT 的驱动条件与IGBT 的特性密切相关。
设计栅极驱动电路时，应特别注意开通特性、负载短路能力和d v /d t 引起的误触发等问题。
栅极电压 U ge 增加（应注意U ge 过高而损坏IGBT ），则通态电压下降（Eon 也下降），如图1所示(此处以200 A IGBT 为例)。
由图1中可看出，若U ge 固定不变时，导通电压将随集电极电流增大而增高，如图1 a ，电流容量将随结温升高而减少（NPT 工艺正温度特性的体现）如图1b 所示。
（a ）Uge 与Uce 和Ic 的关系 （b ）Uge 与Ic 和Tvj 的关系图1 栅极电压U ge 与U ce 和T vj 的关系栅极电压 U ge 直接影响 IGBT 的可靠运行，栅极电压增高时有利于减小IGBT 的开通损耗和导通损耗，但同时将使IGBT 能承受的短路时间变短（10 μs 以下），使续流二极管反向恢复过电压增大，所以务必控制好栅极电压的变化范围，一般V ge 可选择在-10～+15 V 之间，关断电压-10 V ,开通电压+15 V 。
开关时U ge 与I g 的关系曲线见图2 a 和图2 b 所示。
栅极电阻R g 增加，将使IGBT 的开通与关断时间增加，使开通与关断能耗均增加,但同时，可以使续流二极管的反恢复过电压减小，同时减少EMI 的影响。
而门极电阻减少，则又使d i /d t 增大，可能引发IGBT 误导通，但是，当R g 减少时，可(a)开通时 (b)关断时 图2 开关时U ge 与 I g 的关系曲线以使得IGBT 关断时由d u /d t 所带来误触发的可能性减小，同时也可以提高IGBT 承受短路能量的能力,所以R g 大小各有好坏，客户可根据自己设计特点选择。
如何计算IGBT的驱动功率？
如何计算IGBT的驱动功率？展开全文确定门极电荷Qg和门极电容对于设计一个驱动器来说，最重要的参数莫过于门极电荷Qg的大小，同时确定实际的门极输入电容Cies的大小，因为Datasheet中给到的输入电容大小一般是个参考值，确定实际门极输入电容是一重要意义的。
我们可以通过测量门极的充电过程来确定实际输入结电容Cin的大小。
首先，在负载端没有输出电压的情况下，我们可以进行下面这样的计算：门极电荷Qg=∫idt=C*ΔV确定了门极电荷Qg之后，我们可以通过门极充电过程中的门极电压上升过程，示波器可以测量出ΔV，那么利用公式可以计算出实际的门极输入电容Cin=Qg/ΔV这里的测得的实际输入结电容Cin在我们的设计中是具有很大意义的。
1.关于Ciss在IGBT的Datasheet中，我们经常会看到一个参数Ciss，在实际电路应用中，这个参数其实并不算一个很有用的参数，是因为它是通过电桥测得的，由于测量电压太小而不能达到门极的门槛电压，实际开关过程中的miller效应并没有能包涵在内。
在测量电路中，一个25V的电压加在集电极上，在这种测量方法下测得的结电容要比Vce=0的时候要小一些，因此，规格书中的Ciss这个参数一般用于IGBT相互做对比时使用。
一般我们使用下面的经验公式根据规格书的Ciss来计算输入电容Cin的大小Cin=5Ciss2.驱动功率的计算接下来让我们看看应该如何来计算驱动功率。
在输入结电容中存储的能量可以通过如下公式计算：W=1/2*Cin*ΔU?其中，ΔU是门极上上升的整个电压，比如在±15V的驱动电压下，ΔU就是30V。
在每个周期，门极被充电两次，一个IGBT所需的驱动功率我们可以按下式计算：P=f*Cin*ΔU?如果门极电荷先前通过测量得到了，那么P=f*Qg*ΔU这个功率是每个IGBT驱动时所必须的，但门极的充放电时基本没有能量损失的，这个功率实际上损失在驱动电阻和外部电路中。
IGBT损耗计算
IGBT损耗计算单元内部损耗主要由单元内部的IGBT、整流桥、均压电阻、电解电容等产生，算出这些器件的损耗值便能算出单元的效率。
一、IGBT损耗计算IGBT的损耗主要分为IGBT的通态损耗和开关损耗以及IGBT中续流二极管的通态损耗和开关损耗，（1）IGBT的通态损耗估算IGBT的通态损耗主要由IGBT在导通时的饱和电压Vce和IGBT的结热阻产生，IGBT通态损耗的计算公式为：2 21 Ip Ip Ip Ip Pt _ igbt = —（Vce ——+ Rthjc -------- ）+ m * cos © （Vce ——+ Rthjc---------------------------------------------------- ）2 兀 4 8 3兀式中：Pt-igbt----IGBT的通态损耗功率（W）Vce——IGBT通态正向管压降（V）Rthjc----IGBT 结热阻（K/W）lp----IGBT通态时的电流（A）m----正弦调制PWM输出占空比cos© ----PWM输出功率因数（2）IGBT开关损耗计算IGBT的开关损耗主要是由于IGBT开通和关断过程中电流Ic与电压Vce 有重叠，进而产生开通能耗Eon和关断能耗Eoff, IGBT的开关能耗大小与IGBT 开通和关断时的电流Ic、电压Vce和芯片的结温有关，IGBT开关能好的计算公式为：1Pk -igbt * f * （E o n Eoff）兀式中：Pk-igbt----IGBT开关热损耗值（W）f----IGBT 开关频率（Hz）Eon----IGBT单次接通脉冲的能量损耗（W）Eoff----IGBT单次关断脉冲的能量损耗（W）（3）续流二极管通态损耗计算续流二极管在导通状态下存在正向导通压降Vf，其大小由通过的电流和芯片的结温有关。
由于Vf和结热阻的存在，当有电流通过时会生成二极管在通态状态下的损耗。
英飞凌1700V-600A--IGBT功率损耗+热阻计算
一 逆变模块计算(1) 每个IGBT 的平均通态损耗()1(cos )83sat cp CE sat D P I V θπ=⨯⨯+=200×1.414×1.5×0.211=89.5W(2) 每个IGBT 的平均开关损耗()()1[]SW on off PWMP E E f π=+⨯=0.318×（100+100）×1000/1000=63.6W(3) 每个IGBT 的总功耗 T sat SW P P P =+=89.5+63.6=153.1W(4) 反并联续流二极管的通态平均功耗1(cos )83D CP F D P I V θπ=⨯-=200×1.414×1.4×0.031=12.3W(5) IGBT 和反并联二极管的功耗A T D P P P =+=153.1+12.3=165.4Wcp I 为输出正弦电流峰值；D 为PWM 信号占空比，取0.9；θcos 为功率因数，取0.9； on E 为j T =125C ︒时，峰值电流cp I 下从曲线可查到的开通能量；off E 为j T =125C ︒时，峰值电流cp I 下从曲线可查到的关断能量；PWM f 为PWM 开关频率；)(sat CE V 为j T =125C ︒时，峰值电流cp I 下，IGBT 的饱和压降；F V 为反并联二极管导通压降。
对于三电平逆变器，耗散总功率为IGBT 损耗功率与箝位二极管损耗功率之和， Total P =A P ×12+D P ×6=2058.6W结温核算：)(c j th T C j R P T T -⨯+== 80+153.1×0.04=86<125C ︒从而可算出逆变模块所选散热器的热阻：Total a c sa P T T R /)(max -=θ×3=686.2max c T 是设计结温时j T =125C ︒，允许的最大壳温max c T =80C ︒；a T 为设计中的最高环境温度，a T =40C ︒sa R θ=0.058C ︒/W二 整流模块计算（1）每个IGBT 的平均通态损耗()1(cos )83sat cp CE sat D P I V θπ=⨯⨯+=260×1.414×1.8×0.211=139.6W（2）每个IGBT 的平均开关损耗()()1[]SW on off PWMP E E f π=+⨯=0.318×（130+130）×1000/1000=82.7W（3）每个IGBT 的总功耗 T sat SW P P P =+=139.6+82.7=222.3W（4）反并联续流二极管的通态平均功耗1(cos )83D CP F D P I V θπ=⨯-=260×1.414×1.6×0.031=18.2W（5）IGBT 和反并联二极管的功耗A T D P P P =+=222.3+18.2=240.5Wcp I 为输出正弦电流峰值；D 为PWM 信号占空比，取0.9；θcos 为功率因数，取0.9； on E 为j T =125C ︒时，峰值电流cp I 下从曲线可查到的开通能量；off E 为j T =125C ︒时，峰值电流cp I 下从曲线可查到的关断能量；PWM f 为PWM 开关频率；)(sat CE V 为j T =125C ︒时，峰值电流cp I 下，IGBT 的饱和压降；F V 为反并联二极管导通压降。
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1IGBT 的驱动特性及功率计算陈暹辉深圳裕能达电气有限公司摘要：根据目前市场的使用情况，介绍IGBT 的驱动特性及不同功率计算。
关键词：开通损耗 关断损耗 栅极电阻 导通压降 短路时间1 IGBT 的驱动特性1.1 驱动特性的主要影响因素IGBT 的驱动条件与IGBT 的特性密切相关。
设计栅极驱动电路时，应特别注意开通特性、负载短路能力和d v /d t 引起的误触发等问题。
栅极电压 U ge 增加（应注意U ge 过高而损坏IGBT ），则通态电压下降（Eon 也下降），如图1所示(此处以200 A IGBT 为例)。
由图1中可看出，若U ge 固定不变时，导通电压将随集电极电流增大而增高，如图1 a ，电流容量将随结温升高而减少（NPT 工艺正温度特性的体现）如图1b 所示。
（a ）Uge 与Uce 和Ic 的关系 （b ）Uge 与Ic 和Tvj 的关系图1 栅极电压U ge 与U ce 和T vj 的关系栅极电压 U ge 直接影响 IGBT 的可靠运行，栅极电压增高时有利于减小IGBT 的开通损耗和导通损耗，但同时将使IGBT 能承受的短路时间变短（10 μs 以下），使续流二极管反向恢复过电压增大，所以务必控制好栅极电压的变化范围，一般V ge 可选择在-10～+15 V 之间，关断电压-10 V ,开通电压+15 V 。
开关时U ge 与I g 的关系曲线见图2 a 和图2 b 所示。
栅极电阻R g 增加，将使IGBT 的开通与关断时间增加，使开通与关断能耗均增加,但同时，可以使续流二极管的反恢复过电压减小，同时减少EMI 的影响。
而门极电阻减少，则又使d i /d t 增大，可能引发IGBT 误导通，但是，当R g 减少时，可(a)开通时 (b)关断时 图2 开关时U ge 与 I g 的关系曲线以使得IGBT 关断时由d u /d t 所带来误触发的可能性减小，同时也可以提高IGBT 承受短路能量的能力,所以R g 大小各有好坏，客户可根据自己设计特点选择。
图3为R g 大小对开关特性的影响，损耗关系请参照图4所示。
图3 R g 大小对开关特性的影响（d i /d t 大小不同）2图4 门极电阻Rg 与Eon/Eoff由上述可得：IGBT 的特性随门极驱动条件的变化而变化，就象双极型晶体管的开关特性和安全工作区随基极驱动而变化一样。
但是IGBT 所有特性难以同时最佳化，根据不同应用，在参数设定时进行评估，找到最佳折冲点。
双极型晶体管的开关特性随基极驱动条件而变化，然而，对于 IGBT 来说，正如图1～图3所示，门极驱动条件仅对其开关特性有较大影响，因此，对于其导通特性来讲，我们应将更多的注意力放在IGBT 的开通、短路负载容量上。
1.2 驱动电路设计与结构布局l ）从结构原理上讲，IGBT 的开通特性同MOSFET ，而输出特性同BJT ，等效于MOSFET+BJT ，因此 IGBT 与 MOSFET 都是电压驱动，都具有一个阈值电压，有一个容性输入阻抗，因此IGBT 对栅极电荷非常敏感故驱动电路必须很可靠，要保证有一条低阻抗值的放电回路，即驱动电路与 IGBT 的连线要尽量短。
2）用内阻小的驱动源对栅极电容充放电，以保证栅极控制电压 U ge, 有足够陡的前后沿，使 IGBT 的开关损耗尽量小。
另外，IGBT 开通后，栅极驱动源应能提供足够的功率，使IGBT 之双极晶体管BJT 始终工作在饱和区。
3）驱动电压U ge 的选择可参考图1，注意其大小的影响，若U ge 选大了，则 IGBT 通态压降和开通损耗均下降，但负载短路时的I c 增大， IGBT 能承受短路电流的时间减小，对其安全不利，因此在有短路工作过程的设备中U ge 应选得小些，通常12～15 V 比较合适。
4）驱动信号传输线路设计要考虑器件延迟，特别是光耦，注意传输比选择。
5）在关断过程中，为尽快抽取IGBT 输入电容（Cies ）上的存储电荷，须施加一负偏压 U ge, 但它的大小受IGBT 的G ，E 间最大反向耐压限制，一般取-10 V 为宜。
6）在大电感负载下，IGBT 的开关时间不能太短，以限制出 d i /d t 形成的尖峰电压，设计正确的过流保护电路，确保IGBT 的安全。
7）注意两种隔离：强、弱电之间的隔离（信号共地问题）和输入、输出信号之间的隔离（采用变压器/光耦等），最好自身带有对 IGBT 的保护功能，有较强的抗干扰能力。
8）针对大功率 IGBT ，可考虑增加推挽对管（如目前通用的MJD 44H11/45H11）放大驱动功率,或者选用比较流行的瑞士CT-CONCEPT 专用大功率驱动产品如2SD315-等。
2 IGBT 的功率损耗计算（硬开关情况）2.1 动态损耗1）IGBT 开关损耗： P IGBT =f sw ·(E on +E off )·I s /I nom其中，f sw = IGBT 开关频率，E on =开通能量（参数表提供），E off =关断能量（参数表提供），I s =实际工作电流 I nom =标称电流。
2）续流二极管开关损耗：P diode = f sw ·E rec ·I F /I nom 其中，f w =IGBT 开关频率，E rec =续流能量（参数表提供），I F =实际工作电流 I nom =标称电流。
2.2 导通损耗1）IGBT 导通损耗：P IGBT =V cesat ·I s ·D 其中，V cesat =饱和压降（参数表提供），I s =集电极电流 D=平均占空比。
2）续流二极管导通损耗：P diode =V F ·I F ·(1-D )其中，V F =导通压降（参数表提供），I F =实际工作电流，D =平均占空比。
3 总结目前IGBT 的从晶片的制造技术来讲已经发展到第4代，不同代IGBT 的驱动特性是有区别的，当然其驱动原理没有变化，其功率损耗也可照套正文所给出的公式计算。
参考文献1 Infineon IGBT Technology2 Infineon IGBT Datasheets高压变频器的IGBT模块选择及计算分析2008-10-28 10:50:00 来源：中国自动化网网友评论0条点击查看摘要：本文阐述了目前变频器应用中常用的几种模块，如IGCT、IEGT、GTO、IGBT。
通过计算分析比较，得出IGBT是目前性价比较好的器件。
1、概述由于我国元器件工业落后，还不能生产高压IGBT，西方国家仍对中国实行技术封锁。
比如6500V IGBT仍不向中国出口，且不论其价格不菲。
在直接串联技术选用什么样的功率开关器件对决定变频器的性价比至关重要。
目前可选的器件有好几种，如IGCT、IEGT、GTO、IGBT，而IGBT则又分为1700V，3300V，6500V。
而各器件厂家都宣称自己的器件最好。
到底选哪一种器件，其性价比较好，让我们进行一些具体比较，比较的依据为各厂家产品样本所列的技术参数。
2、几种常用的功率器件变频器向前发展，一直是随着电力电子器件的发展而发展。
只要电力电子器件有了新的飞跃，变频器就一定有个新飞跃，必定有新的变频器出现。
在20世纪50年代出现了硅晶闸管（SCR）；60年代出现可关断晶闸管（GTO晶闸管）；70年代出现了高功率晶体管（GTR）和功率场效应管（MOSFET）；80年代相继出现了绝缘栅双极功率晶体管（IGBT）以及门控晶闸管（IGCT）和电力加强注入型绝缘栅极晶体管（IEGT），90年代出现智能功率模块（IPM）。
由于这些元器件的出现，相应出现了以这些逆变器件为主的变频器，反过来，变频器要求逆变器件有个理想的静态特性：在阻断状态时，能承受高电压；在导通状态时，能大电流通过和低的导通压降，损耗小，发热量小；在开关状态转换时，具有短的开、关时间，即开关频率高，而且能承受高的du/dt；全控功能，寿命长、结构紧凑、体积小等特点，当然还要求成本低。
上述这些电力电子器件有些是满足部分要求，有些是逐步向这个方向发展，达到完善的要求，特别是中（高）压变频器更需要耐压高的元器件。
3、模块选择分析3.1 相关定义及公式我们以设计一台中压变频器为例，直流工作电压为3600V，。
设电机功率因数为0.8，载波频率为3kHz，输出频率为50Hz，采用下列公式分别用不同功率开关器件构成变频器的一个开关组件的指标进行估算。
以400A的峰值电流Icp计算，采用下列3估算公式：1、稳定功耗2、开关功耗3、总功耗3.2 IGBT模块计算分析首先以1700V、3300V、6500V的IGBT进行比较。
为使中压变频器达到3600V 的工作电压，需用4只1 700V的管子串联，或者需2只3300V的管子串联，6500V 的管子不串联。
（1）用4只1700V管子串联，型号为FZ400R17E3，其相关技术数据如下：Uce（sat）=2.4V Esw（on）=150mJ Esw（off）=125mJPss=0.1425Î400Î2.4Î4=547.2WPsw=955.4Î（Esw（on）+Esw（off）Î4=955.4Î（0.15+0.125）Î4=1050W则P c1=Pss+Psw=547.2+1050=1597W4（2）用2只3300V IGBT串联，型号为FF400R33KF2，其相关技术数据如下：Uce（sat）=2.8V Esw（on）=960Mj Esw（off ）=510mJ则Psw=955.4Î（Esw（on）+Esw（off））Î2 =955.4Î（0.91+0.51）Î2=2808WPss=0.1425Î400Î2.8Î2=319WPc2=Pss+Psw=319+2808=3127W（3）用1只6500V的IGBT，型号为FZ400R65KF1，其相关技术数据如下：Uce（sat）=3.9V Esw（on）=4J Esw（off ）=2.3J则Pss=0.1425Î400Î3.9=222WPsw=955.4Î（4+2.3）=6019WPc3=Pss+Psw=222+6019=6241W3.3 IEGT模块计算分析将IEGT与1700V IGBT进行比较，其他条件不变。
IEGT我们选择ST750GXH21型号，其相关技术数据如下：Icp=750A Uce=4.5V Ucc=2400VEsw（on）=2.5J Esw（off ）=3J则Pss=0.1425ÎIcpÎUce（sat）=0.1425Î750Î4.5=481WPsw=955.4Î（Esw（on）+ Esw（off））=955.4Î（2.5+3）=5255WP c4=Pss+Psw=481+5255=5736W因其工作电压Ucc=2700V，则用3只FZ400R17E3串联后两串再并联。