噪声系数的含义和测量方法

噪声系数的含义和测量方法
噪声系数的含义
噪声系数是用来描述一个系统中出现的过多的噪声量的品质因数。

把噪声系数降低到最小的程度可以减小噪声对系统造成的影响。

在日常生活中，我们可以看到噪声会降低电视画面的质量，也会使无线通信的话音质量
变差;在诸如雷达等的军用设备中，噪声会限制系统的有效作用范围;在数字通信系统中，噪声则会增加系统的误码率。

电子设备的系统设计人员总是在尽最大努力使整个系统的信噪比(SNR)达到最优化的程度，为了达到这个目的，可以用把信号提高的办法，也可以用把噪声降低的办法。

在像雷达这样的发射接受系统中，提高信噪比的一种方法是用更大的大功率放大器来提高发射信号的功率，或使用大口径天线。

降低在发射机和接收机之间信号传输路径上对信号的衰耗也可以提高信噪比，但是信号在传输路径上的衰耗大都是由工作环境所决定的，系统设计人员控制不了这方面的因素。

还可以通过降低由接收机产生的噪声—通常这都是由接收机前端的低噪声放大器(LNA)的质量决定的—来提高信噪比。

与使用提高发射机功率的方法相比，降低接收机的噪声(以及让接受机的噪声系数的指标更好)的方法会更容易和便宜一些。

噪声系数的定义是很简单和直观的。

一个电子系统的噪声因子(F)的定义是系统输入信号的信噪比除以系统输出信号的信噪比:
F=(Si/Ni)/(So/No)
Si=输入信号的功率
So=输出信号的功率
Ni=输入噪声功率
No=输出噪声功率
把噪声因子用分贝(dB)来表示就是噪声系数(NF)，NF=10*log(F)。

这个对噪声系数的定义对任何电子网络都是正确的，包括那些可以把在一个频率上的输
入信号变换为另外一个频率的信号再输出的电子网络，例如上变频器或下变频器。

为了更好地理解噪声系数的定义，我们来看看放大器的例子。

放大器的输出信号的功率等于放大器输入信号的功率乘以放大器的增益，如果这个放大器是一个很理想的器件的话，其输出端口上噪声信号的功率也应该等于输入端口上噪声信号的功率乘以放大器的增益，结果是在放大器的输入端口和输出端口上信号的信噪比是相同的。

然而，实际情况是任何放大器输出信号的噪声功率都比输入信号的噪声功率乘以放大器的增益所得到的结果大，也就是说放大器输出端口上的信噪比要比输入端口上的信噪比小，即噪声因子F要大于1，或者说噪声系数NF要大于0dB。

在测量并比较噪声系数的测量结果时，非常重要的是要注意我们在测量的过程中是假定测量系统能够在被测器件(DUT)的输入端口和输出端口上提供非常完美的50Ω的负载条件。

可是在实际测量中，这样完美的条件永远不会存在。

稍后我们会讨论如果测量系统不是很完美的50Ω系统会对噪声系数的测量精度造成怎样的影响。

同时，我们也会看到各种校准和测量方法是怎么克服因为不是很完美的50Ω的源匹配而造成的测量误差的。

图1器件对信号的处理过程
另一种用来表达由一个放大器或系统引入的附加噪声的术语是有效输入温度(Te)。

为了理解这个参数，我们需要先看一下无源负载所产生的噪声的量的表达方式—kTB，其中k 是玻尔兹曼常数，T是以开尔文为单位的负载的温度，B是系统带宽。

因为在某个给定的带宽内，器件产生的噪声和温度是成正比的，所以，一个器件所产生的噪声的量可以表示为带
宽归一化为1Hz的等效噪声温度。

例如，一个从市场上可以买到的超噪比(ENR)为15dB的噪声源产生的电噪声可以等效表示为温度为8880K的负载。

任何一个实际器件的噪声系数都可以表示为一个有效输入噪声温度。

显然Te不是放大器或变频器的实际物理温度，它是与一个(噪声为零的)完美器件相连的在输出端会产生同样大小的附加噪声的输入负载的等效温度(单位为开尔文)，Te与噪声因子的关系是:
Te=290*(F-1)
虽然大部分低噪声放大器(LNA)的特性是用噪声系数来描述的，但是当LNA的噪声系数小于1时，就会经常用Te来描述它的噪声特性。

在做涉及到噪声功率的计算时，Te也是一个很有用的参数。

噪声系数测量方法
主要有两种测量噪声系数的方法。

最常用的是所谓Y因子法或冷热源法，安捷伦科技的噪声系数分析仪和频谱分析仪都是用这种方法测量噪声系数。

Y因子法使用经过校准的由特制的可以打开和关闭的噪声二极管组成的噪声源，在噪声源的后面还有一个用来提供较好的输出匹配的衰减器，如图2所示。

当二极管被关闭，也即没有偏置电流存在的时候，噪声源对于被测器件来说所呈现的是一个温度为室温的负载。

当二极管被反向偏置的时候，它所产生的雪崩效应会产生一个超过负载在室温环境下所产生的噪声的电噪声，这个额外产生的噪声的量被表征为“超噪比”(即ENR)。

对于一个给定的噪声源，ENR的值会随着频率的变化而变化。

根据噪声源内部衰减器的情况的不同，典型噪声源的ENR的额定值的范围在5dB到15dB之间。

使用噪声源可以在被测器件的输出端口得到两个噪声功率的测量结果，然后，这两个测量结果的比值—被称之为Y因子—可以用来计算噪声系数。

使用Y因子法进行测量还可以产生被测器件的标量增益的测量结果。

图2超噪源的原理图
第二种测量噪声系数的方法是冷源法，有时也把这种方法叫做直接噪声测量法—在被测器件的输入端口连接一个冷(通常是室温的)负载，另外再单独测量被测器件的增益。

使用矢量网络分析仪(VNA)测量噪声系数就经常采用冷源法，因为这可以使我们在测量放大器或变频器时，只需要把被测器件与仪表进行一次连接，就可以完成诸如S参数、增益压缩、噪声系数等多项指标的测试。

Y因子法
我们在这里要仔细看一下Y因子法。

使用噪声源我们可以得到两个噪声功率的测量果:一个是在噪声源处在冷(噪声二极管是关闭的)状态下得到的，另一个是在噪声源处在热(噪声二极管是打开的)状态下得到的。

从这两个测量结果和噪声源已知的ENR的值我们就可以计算出两个变量的结果—被测放大器的标量增益和噪声系数。

在对被测器件进行测量的同时，测量仪表中噪声测量接收机的噪声也会被测量到。

为了把这部分附加的噪声从测量结果中去除掉，在测量开始之前需要进行校准，校准的过程就是
把噪声源与测量仪表连接起来，测量仪表内噪声测量接收机的噪声系数。

经过校准之后，使用一个简单的数学表达式就可以把被测器件的噪声系数从全部整个系统的噪声测量结果中提取出来。

这一步骤被叫做第二级噪声校准，这是因为被测器件噪声系数的测量结果是基于测试系统第二级—测试仪表的噪声测量接收机—的增益和噪声系数的值进行校准的。

如果我们把一个放大器输出的噪声功率与其输入噪声功率的关系画成图的话，只要这个放大器是线性的，那么这个关系就会遵循一条直线的关系，如图3所示。

对于低噪声放大器来说，这是一个很好的假设，因为它们的目的就是放大小信号，它们工作在远离放大器压缩区的区域。

即便是输入噪声为零的情况下，由于放大器内部有源电路自身会产生噪声的机理，在放大器的输出端口上还是会有一定量的噪声存在。

这个由放大器自身所产生的噪声就是噪声系数测量中所要标定的量。

从图中我们就可以清楚而容易地看出，为什么在求解放大器的增益(直线的斜率)和噪声系数(在Y轴上的截点)这两个参数时需要使用两个噪声功率的测量结果。

图3Y因子测量法的图解
冷源法
我们来仔细地看看使用冷源法测量噪声系数的技术。

冷源法的技术在概念上是很简单的，被测器件的输入端始终在室温(所谓的“冷”负载)温度，只做噪声功率的测量，测量得到的噪声是被放大了的输入噪声再加上放大器或变频器所贡献的噪声。

如果可以非常精确地知道放大器的增益(或变频器的变频增益)，那么就可以从测量结果中把被放大的输入噪声去掉，只留下由被测器件产生的噪声，由此就可以计算出噪声系数。

为了能够在冷源法测量中得到很精确的测量结果，我们必须要在非常精密的程度上知道被测器件的增益。

矢量网络分析仪使用2端口矢量误差校准技术和其它先进的校准方法可以达到冷源测量法所需要的精度等级，因此，冷源法是非常适合于用矢量网络分析仪测量噪声系数的。

和使用Y因子法测量噪声系数的方法一样，冷源法也需要一个校准步骤来表征仪表内噪声测量接收机的噪声系数和增益。

和冷源法一样，这一步骤也需要一个噪声源来完成;或者也可以使用一个功率计做扫频测量来获得接收机的有效噪声带宽。

在这里需要主意的是，冷源法测量中所使用的噪声源或功率计只是在校准时才用到，校准之后再对被测器件进行测试时就不再需要了。

图4是输出噪声功率与输入噪声功率的关系图，在这里，我们可以单独测量被测器件的增益而得到这条直线的斜率。

接下来只需要做一次功率的测量就可以确定这条直线和Y 轴的交点，从而确定该直线在图中的位置，这样就可以从中推演出被测器件的噪声系数。

图4冷源测量法的图示
需要主意的是，当用矢量网络分析仪测量被测器件的增益时可以使用矢量误差校准，这样得到的增益的测量结果会比用Y因子法测量得到的结果更精确。

矢量校准需要对被测器件的四个S参数都进行测量，这需要网络仪做正向和反向两次扫描测量。

在后面我们将会讨论怎样用被测器件的S11和S22经过校准的测量结果来校准测量结果中的其它误差项。

冷源法测量放大器噪声系数的技术已经被进一步开发使之能够用于测量输入信号的频率和输出信号的频率不一样的变频器件的噪声系数。

测量结果的不确定性
有几个关键因素会影响到整个噪声系数测量结果的不确定性。

选择噪声系数测试方案时，非常重要的一点是要选择一种能把影响整个噪声系数不确定性诸因素中最主要因素的影响降低到最小的方法。

这些可以影响噪声系数测量结果不确定性的因素，有一部分可在仪表的技术指标中找到，例如仪表本身测试结果的不确定性、超噪声比(ENR)的不确定性和抖动等。

而其它因素则取决于测试系统与DUT之间的相互作用。

例如，由于系统源匹配的不完善(偏离理想的50
欧姆)，就会有两种误差来源。

第一个为失配误差，这会导致测试系统与DUT之间的能量传送不理想。

第二个误差源则来自于DUT内部产生的噪声与从DUT一侧看到的源匹配(Γs)之间的相互作用。

下图比较了Y因子方法与冷噪声源方法(PNA-X所用的方法)之间噪声系数测量结果的不确定性。

在这个例子中放大器的噪声系数为3dB，增益为15dB，输入和输出匹配为10dB，其噪声参数也是比较适中的(Fmin=2.8dB、Γopt=0.27+j0和Rn=37.4)。

对于Y因子方法，在计算噪声系数测试结果的不确定性时考虑了两种不同的情况:一种情况是噪声源与DUT直接连接;另一种情况是在噪声源和DUT之间有一个电网络—用它来仿真自动测试系统(ATE)中所用到的各种开关和测试电缆，以便把它们带来的损耗在测试结果中校准掉。

在这个以PNA-X为例的示意中包也括了ATE网络。

图5导致测试结果不确定性的因素
使用Y因子方法，主要的误差来源是噪声源与DUT之间的失配，以及DUT产生的噪声与测试系统之间的相互作用。

如果在测试环境中增加了ATE网络(在噪声源与DUT之间增加了一个电网络—主要是开关和测试电缆)则会导致更大的误差。

使用PNA-X的基于源校准的
冷噪声源方法，最大的误差来源是噪声源的ENR的不确定性，在校准的过程中，它会影响PNA-X的内部噪声接收机的测量结果。

相位噪声的含义和测量方法
相位噪声的含义
相位噪声是对信号时序变化的另一种测量方式，其结果在频率域内显示。

用一个振荡器信号来解释相位噪声。

如果没有相位噪声，那么振荡器的整个功率都应集中在频率f=fo处。

但相位噪声的出现将振荡器的一部分功率扩展到相邻的频率中去，产生了边带(sideband)。

从下图中可以看出，在离中心频率一定合理距离的偏移频率处，边带功率滚降到1/fm，fm 是该频率偏离中心频率的差值。

相位噪声通常定义为在某一给定偏移频率处的dBc/Hz值，其中，dBc是以dB为单位的该频率处功率与总功率的比值。

一个振荡器在某一偏移频率处的相位噪声定义为在该频率处1Hz带宽内的信号功率与信号的总功率比值。

图1相位噪声的含义
主要的相位噪声测量方法
1.直接频谱测量方法
这是最简单最经典的相位测量技术。

如图2所示，将被测件(DUT)的信号输入频谱仪/信号分析仪，将信号分析仪调谐到被测件频率，直接测量振荡器的功率谱密度(f)。

由于该方法对频谱密度的测量是在存在载波的情况下进行，因此频谱仪/信号分析仪的动态范围对测量范围有较大影响。

虽然不太适合测量非常靠近载波的相位噪声，但该方法可以非常方便地快速测定具有相对高噪声的信号源质量。

测量在满足以下条件时有效:
●频谱仪/信号分析仪在相关偏置时的本身SSB相位噪声必须低于被测件噪声。

●由于频谱仪/信号分析仪测量总体噪声功率，不会区分调幅噪声与相位噪声，被测件的调幅噪声必须远低于相位噪声(通常10dB即可)。

图2直接频谱测量方法
2.鉴相器测量方法
如果需要分离相位噪声和调幅噪声，则需使用鉴相器法进行相位噪声的测量。

图3描述了鉴相器技术的基础概念。

鉴相器可将两个输入信号的相位差转换为鉴相器输出端的电压。

相位差设置为90°(正交)时，电压输出为0V。

偏离正交的任何相位波动都将引发输出端的电压变化。

图3鉴相器工作原理
目前已根据鉴相器原理开发了多种测量方法。

其中，参考信号源/PLL(锁相环)和鉴频器方法应用最广泛。

3.参考信号源/PLL测量方法
如图4所示，该方法是将双平衡混频器用作鉴相器。

两个信号源，分别来自被测件和参考信号源，为混频器提供输入。

调整参考信号源与被测件具有相同的载波频率(fc)，并设为额定相位正交(异相90°)。

混频器的相加频率(2fc)将由低通滤波器(LPF)滤出，混频器的相减差频为0Hz(dc)，平均电压输出为0V。

该直流信号带有交流电压波动，该波动与两个输入信号的合成(总rms)噪声成比例。

为了精确测量被测件信号的相位噪声，参考信号源的相位噪声应该低至可忽略水平，或者得到了很好的表征。

基带信号通常会在放大
后输入基带频谱分析仪。

参考信号源/PLL方法提供最佳的总体灵敏度和最广泛的测量范围(例如0.01Hz至100MHz的频率偏置范围)。

另外，该方法对AM噪声不敏感，并可以跟踪漂移信号源。

但是该方法需要一个干净的可电子调谐参考
信号源，而且在测量高漂移率信号源时需要参考信号源必须具有宽的调谐范围。

图4参考信号源/PLL技术-基础方框图
4.鉴频器测量方法
鉴频器方法是鉴相技术的一种，该方法无需使用参考信号源。

鉴频器方法降低了测量灵敏度(尤其在偏置频率靠近载波时)，但是当被测件是更大的噪声源，具有高电平、低速率的相位噪声或者邻近载频的杂散边带较高时，会影响鉴相器PLL技术的测量，鉴频器方法则非常适用。

图5显示的是使用延迟线的鉴频器方法。

将被测件信号经功分器分到两路通道，一路信号相对于另一路信号产生延迟。

延迟线将频率起伏转换为相位起伏。

调整延迟线或移相器从而确保混频器(鉴相器)的两个输入相位正交。

之后，鉴相器将相位波动转换为电压波动，电压波动以频率噪声形式在基带频谱分析仪上显示。

随后，频率噪声转换为被测件的相位噪声读数。

图5鉴频器方法-基础方框图
较长的延迟线可提高灵敏度，但延迟线的插入损耗可能超过信号源功率，并且无法进一步改进。

并且，较长延迟线会限制可测得的最大偏置频率。

因此该方法非常适用于自由振荡信号源，例如LC振荡器或晶体振荡器。

5.外差(数字)鉴相器测量方法
外差(数字)鉴相器方法是模拟延迟线鉴相器方法的修改版，可以测量相对较大相位噪声的不稳定信号源和振荡器。

相比PLL方法，该方法具有更宽的相位噪声测量范围，在任何频率上都不需要重新连接模拟延迟线。

与上述鉴频器方法不同，其相位噪声测量的总体动态范围会受到LNA和ADC的限制。

后面会介绍如何通过互相关技术来改善这一限制。

将延迟时间设置为零时，外差(数字)鉴相器方法还可以提供方便且精确的AM噪声测量，其设置和射频端口连接与进行相位噪声测量时相同。

该方法仅适用于Agilent E5052B信号源分析仪。

参见图6显示的功能方框图。

图6外差(数字)鉴相器方法的方框图
6.双通道互相关测量技术
该技术结合了两个重复的单通道参考信号源/PLL系统，将各个通道的输出端之间进行互相关操作(如图7所示)。

图7双通道互相关技术结合两个鉴相器
通过每个通道的被测件噪声是相干的且不会受到互相关的影响;但是每个通道的内部产生的噪声不相干，并且通过互相关操作以M½(M是互相关级数)速率的降低。

这可以表示为:
Nmeas=NDUT+(N1+N2)/M1/2
其中，Nmeas是显示屏显示的测得总噪声，NDUT是被测件噪声，N1和N2分别是通道1和通道2的内部噪声，M是互相关级数。

双通道互相关技术无需非常好的硬件性能，便可实现出色的测量灵敏度。

但是，互相关级数增加会影响到测量速度。