【精品文档】北邮通信原理2-XXXX-1-8

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多进制数字调制系统
多进制数字调制具有以下两个特点：
在相同的码元传输速率下，多进制数字调制系统的信息传输速率比二进制高。

Rb=RB2 bit/s Rb=N
B R logN bit/s
(2) 在相同的信息传输速率下，多进制数字调制系统的码元传输速率比二进制低，
2
B B R R N
, BN ＜B2
可增加码元的能量,减小干扰的阻碍。

多进制数字振幅调制(MASK) (1)多进制数字振幅调制的原理。

——多进制数字振幅调制又称多电平调制。

*MASK 表示式: (波形)
eASK=
t nT t g b c s n
n ωcos )(-∑ bn=⎪⎪
⎩⎪
⎪⎨⎧----------------M
P M P P 1 (1021)
P1+P2+……..PM=1 (2) 系统的带宽: BASK =
s
T 2
(3)单位频带内有超过2bit/s.Hz 的信息传输速率。

进制数字频率调制(MFSK) (1)多进制数字频率调制的原理
——MFSK 调制简称多频制,是二进制数字频率键控方式的直截了当推广。

(2) 一个多频制系统的组成方框如图:
带通滤波器的中心频率确实是多个载频的频率。

抽样判决器-----在给定时刻上比较各包络。

(3) MFSK 系统带宽: BFSK=|fM-fl|+Δf Δf 单个码元宽度。

多进制数字相位调制(MPSK) 多进制数字相位调制的原理
——多进制数字相位调制又称多相制。

*利用载波的多种不同相位(或相位差)表征数字信息的调制方式。

也可分为绝对移相(MPSK)和相对(差分)移相(MDPSK)两种。

*多进制相位调制: M=2k K 位码元。

一个相位表示K 位二进码元. *以四相制为例
QPSK(QDPSK)信号调制的原理
(A)QPSK:
定义:用载波的四种不同相位来表征数列中的信息。

两个信息比特与载波相位ϕ关系如下,分为A 方式, B 方式。

(B) QDSK:
定义:利用前后码元之间的相对相位变化来表示数字信息。

往常一码元相位作为参考,并令Δϕ为本码元与前一码元的初相差。

信息比特与载波相位变化Δϕ的关系如上所示,分为A 方式, B 方式。

(C) 波形: (D) 表达式:
ePSK =∑+-n
n c s t nT t g )cos()(ϑω
=∑∑---n
n
c s n c s n t nT t g b t nT t g a ωωsin )(cos )( 式中：n ϑ——受调相位。

M 进制用M 种不同相位来表征。

an=cos n ϑ bn=sin n ϑ
QPSK(QDPSK)信号的产生与解调 (a) QPSK (QDPSK)信号的产生 调相法： 相位选择法：
(b) QDSK （QDPSK ）信号的解调 QPSK ——相干解调： QDPSK ——相干解调 差分相干解调： （4）功谱密度及系统的带宽：
QPSK （QDPSK ）调制能够看作两个正交的2PSK 调制的合成，故两者的功谱密度分布规律相同。

系统的带宽：B4PSK=PSK B 22
1 QPSK （4PSK ）
APK 是目前研究和应用较多的一种调制方式。

幅相键控信号的一样表示式为： eAPK(t)=∑+-n
n c s n t nT t g A )cos()(ϑω
=∑∑-+-n
n
c s n c s n t nT t g Y t nT t g X ωωsin )(cos )( 式中：n ϑ——受调相位. An ——受调幅度. Xn=Ancos n ϑ Yn=-Ansin n ϑ
*APK 信号可看作两个正交调制信号之和。

*APK 也称作为星座调制。

*研究较多,并被建议用于数字通信中的一种APK 信号,是正交振幅调制(QAM)信号。

2. 正交振幅调制(QAM)
(1)定义:用两个独立的基带波形对两个相互正交的同频载波进行抑制载波的双边带调制, 利用已调信号在同一带宽内频谱正交的性质来实现两路并行的数字信息传输.
(2)正交振幅调制表示式为:
eQAM (t)=m1(t)cos ωct+mQ(t)sin ωc(t)
QAM 解调——与QPSK 信号形相同，可采纳相干检测法解调。

系统误码率——与QPSK 信号相干解调时系统误码率性能相同。

载波同步技术
直截了当法（自同步法）、插入导频法（外同步法）
插入导频法
在抑制载波系统中，无法从接收信号中直截了当法提取载波，如DSB 信号、2PSK信号、VSB信号、SSB信号等。

这些信号能够本身不含有载波或尽管含有载波但不易取出，关于这些信号能够用插入导频法。

发端导频应采纳正交插入。

2直截了当法（自同步法）
可分为：非线性变换——滤波法、专门锁相环法。

平方变换法
平方变换法提取同步载波
此法适合于抑制载波的双边带信号。

设输入是2PSK信号，通过平双律部件后，通过窄带滤波器取出2fc频率成分，经二分频率成分——同步载波。

如果二分频电路处理不当，“相位模糊”，即“反向工作”。

对2DPSK则不存在相位模糊的咨询题。

平方环法
为了改善平方变换的性能，使复原的相干载波更为纯洁，常常在非线性处理之后加入锁相环。

平方环法提取载波得到了广泛的应用。

同相一正交环法（科斯塔斯环）
科斯塔斯（Costas）环的原理图
这种环路中，压控振荡器提供两路相互正交的载波，与输入信号分不在同相和正交两个鉴不相器中进行鉴相得v3、v4中的数字信号，经低通滤波器后得到v5、v6，再送到一个乘法器相乘，去掉v5、v6中的数字信号，得到反映VCO与输入载波相位之差的误差操纵信号v7。

输入信号为：x(t)cos ct
同相与正交两鉴相器的本地参考信号分不为：
v1=cos(wct+θ)
v2=sin(wct+θ)
输入信号与v1、v2相乘后得：
v3=x(t)cos
ωctcos(ωct+θ)= 21
x(t)[cos θ+cos(2ωct+θ)] v4=x(t)cos ωctsin(ωct+θ)= 2
1
x(t)[sin θ+sin(2ωct+θ)]
经低通滤波器后得： v5=
θcos )(2
1t x
v 6=
2
1
θsin )(t x 将v5、v6,送乘法器相乘后得：
v7 =v5v6 =θ
θθ2sin )(8
1cos sin )(4
122t x t x =
≈θθ)(4
1
2)(8122t x t x =
那个电压环路滤波器以后操纵VC0使它与c ω同频，相位只差一个专门小的θ。

v1=cos()θω+t c ——同步载波 v5=
21)(2
1
cos )(t x t x ≈θ——解调器的输出。

科斯塔斯环的优点有两个:
科斯塔斯环工作在c ω频率上,比平方环工作频率低,且不用平方器件和分频器,当载波频率专门高时,工作频率较低的同相正交环路易于实现;
当环路正常锁定后,同相鉴相器的输出确实是所需要解调的原数字序列。

这种电路具有提取载波和相干解调的双重功能。

科斯塔斯环的缺点是电路较复杂以及存在着相位模糊的咨询题。

关于2PSK 或DSB 信号可采纳上述科斯塔斯环来复原载波。

关于多相PSK 可采纳相应
的多相科斯塔斯环来提取载波。

§8 最佳接收
要点：通信系统的统计模型、 最佳接收机的原理和结构 最佳接收机的性能分析 最佳基带系统
§8.1通信系统的统计模型
图8.1数字通信的统计模型
数字通信系统的统计模型如图8.1所示。

发送的消息对应于信源,(消息是信息的载体),消息的集合U就构成所谓的消息空间。

(例如,由26个字母组成的英语消息空间)。

消息要通信,必须转化成适合于信道传输的信号(即通常意义下的编码与调制),同时它是一一对应的,那么消息空间中的消息就一一映射到信号空间X中的信号。

在信号空间中,信号被设计成适合于信道传输的形式,关于带通型的信道,则信号应该是带通型的信号；关于基带型信道,信号应该是基带型信号。

在某一个码元传输时刻内,消息空间中发送的消息是随机产生的,因此对应于消息空间的传输信号也是随机的,然而由于信号空间中对应各消息的信号是确定的(如二进制2PSK信号空间中,两个信号分不是±Acos2πfct) ,通过信道后由于信道白噪声的加入,使接收信号在接收端变成了随机的信号。

例如,关于二进制调制信号的接收信号为:±Acos2πfct+n(t)。

假设接收时载波和时刻是同步的，则在某个码元时刻内，从接收机的角度看,接收机收到信号空间中某个通过噪声污染的信号，然而它并不明白当前码元时刻内传送的是什么消息。

接收机的要紧任务是确定一种判定方法，以接收到的信号为基础判定当前的发送信息是什么？确定判决方法是容易也是多样的，然而什么样的判决方法是最佳的呢？这确实是数字信号的最佳接收机试图解决的咨询题。

此处最佳的含义一样指通信误码率最小。

接收机按照接收信号Y,判定X。

它的工作一样能够分为(或者能够等效成)两部分，一部分把接收的波形y(t)处理后得到一个判决依据R，叫“判决量”，另一部分进行判决。

如图8-2所示。

图8.2AWGN信道下的接收机
AWGN信道下接收信号的统计特性
理想AWGN 信道下，假设发送端前后码元的发送是统计独立的，且接收端载波与定时同步，则在任意码元时刻间隔内，接收信号能够表示为y(t)
=x(t)+n(t)，其中n(t)是均值为0，双边功率谱密度为
2
n 的高斯白噪声，x(t)是发送信号通过信道后在接收端收到的信号重量，x(t){)(),(21t s t s ∈…，})(t s M ,
那个地点将集合X={)(),(21t s t s …})(t s M 称为信号空间，设信号映射将信源符号U={21,X X …}M X 一一映射至信号空间X={)(),(21t s t s …..})(t S M 。

图8.3理想AWGN 信道下数字接收分析的模型 y(t1)=x(ti)+n(ti)，0≤ti ≤Ts
其中TS 是码元间隔。

假设港督波器是理想的，nB(t)是窄带的高斯过程，其均值为0、方差为n0B ，当B 无限宽时，信道确实是理想AWGN 信道。

当nB(t)进行抽样，抽样速率为2B ，则各抽样点之间是互相独立的，均值为0、方差为n0B 的高斯随机变量。

在Ts 时刻内，抽样点数为N=Ts2B ，抽样间隔为Δt=B
21。

f(y(t0)，y(t1)…y(tN-1)|x(t0)，x(t1)….x(tN-1))
=∑
-=-1
02))()((002
121N i B
n t x t y i e B n π=(01n π)N ∑-=N
i i i t x t y B n e 0
2
0))
()((21
=∑∆-∆=N i i i t t x t y t B n N e B n 0
20)()((212
/0)2(1
π 当B 专门大时，=⎰-s T dt t x t y n N e B n 020
))()((12
/0)2(1
π 因此，f(y(t)|x(t))=⎰--s T dt t x t y n N e B n 020
))()((12
/0)
2(1
π (8-1) §8.2 最佳接收原理及其结构
由前述可知，接收咨询题是一个后验判决的咨询题，数字通信中，判决输出的是有限集中的元素（与输入是有限集中的元素对应），按照后验概率最大判决准进行判决能使系统的平均误码率最低。

1.MAP 准则(最大后验概率准则) 最大后验概率(MAP)准则描述如下:
“如果P(sm(t)|y(t))＞P(si ≠m(t),i=1,2…M|y(t)),则判决为sm(t)” “如果P(Xm|Y)＞P(Xi ≠m,i=1,2…M|Y),则判决为Xm ” 即：判决输出为Xi=argmaxP(Xm|Y)。

关于二进制数字通信系统来讲，
则变成：“P （s0(t)|y(t)）＞P （s1(t)|y(t)）,判决为s0(t)”。

即：
))(|)()(())
(|)()((10t y t s t x P t y t s t x P ==＞1，则判决为0
))
(|)()(())(|)()((00t y t s t x P t y t s t x P ==＜1，则判决为1
2.最大似然准则（ML 准则） 按照Bayes 准则，后验概率与先验概率的有如下关系： P(X|Y ）=)
()
()|(X P X P X Y P
因此，使P （um|Y ）最大，确实是使P(Xm|Y)=
)
()
()|(Y P X P X Y P m m 最大，
即
)()()|(Y P X P X Y P m m ＞)
()
()|(1Y P X P X Y P i m ≠
(8-2)
因此，最大后验概率准则变成
“P(Y|Xm)P(Xm)＞P(Y|Xi ≠m)P(Xi ≠m)，判决为Xm ” 实现上述最大后验概率准则的充分条件为：
“f(y|Xm)P(Xm)＞f(y|Xi ≠m)P(Xi)，判决为um ” (8-3) 即符合最大似然准则的判决一定能满足最大后验概率准则. 其中，f(y|Xm )称为信号Xm 的似然函数， 关于二元通信，上述准则变成
“f(Y|X0)P(X0)＞f (Y |X1)P(X1)，判决为0；反之，判决为“1” （8-4）
采纳最大后验概率准则需要已知后验概率分布，运算起来比较不方便，ML 准则直截了当利用信道的转移概率，分析起来会方便些，同时满足ML 准则一定满足最大后验概率准则。

以下采纳ML 准则作为我们的分析基础。

3.最大似然准则下的最佳接收机 有关接收机
下面先从二元数字通信入手,最终推广到M 进制情形.
假设发送端,消息空间U 的取值只有两种可能(即0、1)，通过调制后将0、1—对应成信号空间中的两个信号x0(t), x1(t),通过信道后，在某个码元间隔时刻内，接收到的信号y(t)=xi(t)+n(t)
按照最大似然准则式8-4，判决的规则应该如下：
“f (y| X0 )P(X0 )＞f( y|X1)P(X1), 判决为0；反之，判决为“1” 由将式(8-1)带入上述判决规则，得
{⎰----⎰--⎰--
==s T
s T s T dt
t x t y t x t y n dt t x t y n dt t x t y n e
e e X y
f X y f 02
12
00
02100
2
00})]()([)]()([1
)]()([1)]()([110)|()|(＞,)()(01X P X P 判为0； 为了便于运算，将上式两边取对数，化简后得到，
⎰
⎰+-s
s T T X P n dt t x dt t x t y 0
00000)(ln 2)(21)()(＞⎰⎰+-s s T T X P n
dt t x dt t x t y 0102101)(ln 2
)(21)()(，判为0；反之判为1。

假设发送0、1等概念时，能够得到如下的判决规则：
⎰-s
T E dt t x t y 00021)()(＞⎰-s T E dt t x t y 0
1121
)()(时，判决为0 ⎰-s T E dt t x t y 00021)()(＜⎰-s T E dt t x t y 0
1121
)()(时，判决为1. 那个地点, E 0 =⎰⎰=s s
T T dt t x E dt t x 0
2112
0)(,)( 因此,按照这种规则构造的接收机具有最佳性能,这种结构的接收机构造如图8.4示:
图8.4 二元最佳接收机结构1
二元有关最佳接收机形式也能够如下图8.5所示:
图8.5 二元最佳接收机的结构2
同理,M 进制的有关最佳接收机的结构如下图8.6:
图8.6M 进制最佳接收机结构 双极性二元码（NRZ ）
假设二进制信息0、1对应的信号波形如下，且假设0、1等概显现， +1 |t|＜
2
s
T , 发1 =)(t x --1 |t|＜
2s
T ，发0 0 |t|＞2
s T
咨询如何构造对上述信号进行最佳接收的接收机？ 解：因为0、1等概，且E0=E1=⎰=2
/2/21s s
T T s T dt
因此，最佳接收机应满足
⎰
s
T dt t x t y 0
0)()(＞⎰s
T dt t x t y 0
1)()(,判为0
即 －2⎰s
T dt t y 0)(＞0, 判为0
因此,最佳接收机的结构能够构造如下:
匹配滤波器
最佳接收机还能够有另外的一种结构,即匹配滤波器。

通信系统的误码率与输出的信噪比有关,接收端输出信噪比越大,则系统的误码率较小。

因此,如果在每次判决前, 输出的信噪比差不多上最大的,则该系统一定是误码率最小的系统。

遵从这种考虑原则,能够得到匹配滤波器的概念.接收机通过匹配滤波器使在抽样时刻输出信噪比最大.
• 匹配滤波器原理
假设线性滤波器的输入端是信号与噪声的叠加s(t)=x(t)+n(t),且假设噪声n(t)是白噪声,其功率谱密度Pn(f)=
2
N ,信号的频谱为X(f)。

咨询题:设计一个滤波器使输出端的信噪比在某时刻t0达到最大。

假设该滤波器的系统响应函数为H(f ),系统冲击响应h(t),则输出信号
y(t)=s0(t)+n0(t) 其中，
s0(t)=⎰∞
∞-=-)()()(,)()(0f H f X f S d t h x τττ s0(t)=⎰∞
∞-df
e f H f X ft j π2)()(
在t0时刻，信号的功率为|s0(t0)|2
输出噪声的功率谱密度)(0
f P n =
20
|)(|2f H N 输出噪声平均功率为Pn=⎰∞∞-df f H N
20|)(|2
因此，t0时刻输出的信噪比为： r 0=⎰⎰∞∞-∞
∞-=df f H N df e
f H f X P t s ft j n 20
22200|)(|2
|)()(||)(|0
π (8-6)
按照Schwarts 不等式， |⎰⎰⎰∞∞-∞
∞-∞∞-≤df f Y df f X df f Y f X 22
2
|)(||)(|)()( （8-7）
能够得到 ≤
r 0
222|)(|N E N df
f X s
=
⎰∞∞
- (8-8)
当H （f ）=KX(f)* e 02ft j π-时等式成立.
因此, 如果设计一个滤波器,它的系统响应函数为
H(f)=KX(f)*e 0
2ft j π-时,滤波器输出信噪比最大。

• 匹配滤波器结构
匹配滤波器的冲激响应h(t)为
H （f ）=KX(f)*e 0
2ft j π- (8-9)
两边取傅立叶反变换，得到
h(t)=Kx(t0-t)* (8-10) 如果输入信号x(t)是实信号，则h(t)=Kx(t0-t)
把以上的结论用在数字通信上。

假设符号的传输速率s
T 1
,则在接收端同样地需要每隔Ts 时刻进行一次判决,且期望在每Ts 时刻的输出信噪比最大,
将上述的t0用Ts 带入，得到匹配滤波器如下：
h(t)=Kx(Ts-t).
• 匹配滤波器与有关接收机的关系
由匹配滤波器的冲激响应函数h(t)=Kx(Ts-t)，当接收端输入为 s(t)=x1(t)+n(t)时，在有关于x1(t)的匹配滤波器端输出信号 r(t)=⎰⎰+-+=-s s
T T s d T t Kx n x d t h s 00111)()]()([)()(τττττττ = K ⎰⎰+-+-+s
s T s T s d T t x Kn d T x x 011011)()()1()(ττττττ 当t=Ts 时，得到
r(Ts)＝Ｋ⎰⎰+s
s
T T d x n K d x x 001111)()()()(ττττττ
＝Ｋ⎰s T dt t x t s 01)()( (有关接收机形式) 能够看出，在t=Ts 的取样点上，匹配器与有关接收机的结果是等价的。

因此，匹配滤波器形式的最佳接收机结构如下图：
图8.7匹配滤波器形式的最佳接收机结构
由上分析可见，匹配滤波器形式的最佳接收机与有关形式的最佳接收机其性能一样。

３）正交展开的有关接收机
由于数字调制信号是有限集信号，因此数字信号能够展开成正交函数的线性和形式，即
sm(t)=∑-N
k k mk t f s 1)(,
将上式带入ＡＷＧＮ信道下的最大似然准则（式8-４），并用式８-1得到
⎰⎰
≠≠--<--s
T s
m i m i T m m X P n dt t s t y X P n dt t s t y 0
020
02)(ln ))()(()(ln ))()((
(8-11)
将y(t)=∑=N
k k k t f y 1
)(,其中yk=⎰s
T k dt t f t y 0)()(带入式8-11中的积分式，得到
⎰
⎰⎰⎰+-=-s
s
s s
T T T T m m m dt t s dt t s t y dt t y dt t s t y 0
22
2
)()()(2)())()((
=⎰⎰-s
s
T T dt t y 0022)(∑⎰
∑∑===+N
k T N
k N
l l k
ml mk k mk s dt t f t f s s
dt t y t f s 10
11
)()()()(
=∑∑∑===+-N
k N
k N k mk
k
mk k s
y s y 1
1
1
2
2
2
＜ =∑=-N
k mk k s y 1
2
)( (8-12) 因此，最大似然准则变成
∑∑==--<--N
k N
k i ik k m mk k
X P n s y X P n s y
1
1
0202
)(ln )()(ln )(，判为Xm, i ≠m
(8-13)
举例讲明该判决准则是判决调制星座图（正交展开的二维信号）的方
法，如果定义欧式距离为信号之间的距离的话，即
⎰∑=-=-=s
T N
k mk k m s y dt t s t y d 01
22
)())()((，则判决准则实际能够明白得成：“距离接
收信号欧式距离最近的星座点即为最佳判决输出。

”如QPSK 、16QAM 信号的星座图及其判决区域等.
• 最佳接收机的正交展开形式
由上能够得到正交展开形式的最佳接收机,如下图.
图8.8正交展开形式的最佳接收机
• y(t)正交展开后的统计特性
y(t)=sm(t)+n(t)=∑∑∑===-++N k N k N
k k k k k k mk t f n t n t f n t f s 1
1
1
)()()()( =∑=+N
k k k t o t f y 1)()( (8-14)
那个地点, yk=smk+nk, nk=⎰s
T k dt t f t n 0)()(。

能够证明，nk 之间是互相独立的随机变量，且均
值为0，方差为n0/2。

由于o(t)=n(t)－∑=N
k k k t f n 1
)(与yk 是不有关的，即从o(t)中是不知 道任何关于sm(t)的信息的，因此忽略它对判决的结果没有阻碍。

即
E[o(t)yk]=E[smko(t)]+E[nko(t)]=E[nko(t)] =∑⎰=-N
i i k i T k t f n n E d f n t n E s
1
0)()()()]()([τττ =0)(2
)(20
0=-t f n t f n k k (8-15)
因此， f(yk|smk)=
2
][,210
2
22)(2
2
2
n n E e
k s y mk k =
=-σπσσ (8-16) §8.3 接收机的性能分析
1、QPSK 信号的系统性能分析（2001年考研题）。

2、MASK 信号的系统性能分析（有时刻的话）。

3、带码间干扰的系统的运算。

§8.4最佳基带系统 最佳基带系统的设计原则:
• 保证系统是抽样点无码间干扰的系统。

• 保证收发匹配。

理想信道下的最佳基带系统
什么是理想信道？理想信道确实是对信号衰减为1，噪声为加性高斯白噪的信道模型。

最佳基带传输系统传递函数H(f )= GT ( f )C( f ) Gr ( f )要满足无码间干扰条件，又要符合最佳接收机形式。

因为是理想信道,信道的传递函数是常数,因此H(f)=GT(f)GR(f)要满足奈奎斯特无码间串
扰条件。

如果我们令接收滤波器GR(f)=GT(f)*e fT
j π2-，则接收机与发射机形成匹
配形式，能够保证判决时信噪比最大。

因此综合以上结果,设计最佳基带系
统应按2步设计;
(1)、按照频谱的要求设计无码间干扰系统的传递函数H （f ）
(2)、令GT （f ）=)(f H ,fT j R e f H f G π2)()(-=
举例1，
假设某二元通信系统的信息速率为1200bits/s ，采纳基带传输，已知信道的带宽为1200Ｈz,请设计最佳通信方式，并画出系统框图和必要的设计参数。

解：为了适应信道的带宽要求，必须设计在900Hz 带宽内无码间干扰的传输系统，按照无码间干扰的原则，我们能够得到整个系统的传递函数应为α＝１的升余函数。

因此
Ｈ(f)=]/cos 1[2
s s T T
π+
GT(f ) =)(f H , GR(f )=fT j e f H π2)(-
例题分析：
最佳基带系统的性能分析（99年考研题10题） 非理想信道下的最佳基带系统
非理想信道下的最佳基带系统设计与理想信道下一样，只只是由于信道非理想，通常在设计无码间干扰传递函数前，先对信道进行理想化，这在实际系统中一样用均衡技术解决。

然后按照理想信道的最佳基带传输系统进行设计。

§9信道编码与差错操纵 要点：
把握差错操纵编码的差不多概念（码距、最小码距、编码率、纠错能力、检错能力、随机差错、突发差错）
把握差不多的差错操纵编码原理，（纠检错能力与最小码距的关系），差错操纵方式（FEC 、ARQ 、混合）
简单差错操纵编码（奇偶校验、行列奇偶校验，纠借码＋交错） 线性分组码（汉明码的最小码距、设计、生成矩阵、监督矩阵概念） 循环码（生成多项式、生成矩阵、监督矩阵、编码器） 卷积码（结构、格状图、树图、网格图、编码、译码＊） 信道编码的译码方法：最大似然序列译码、最短汉明距译码
§9.1信道差错及其操纵方法
应用信道编码能有效地减少信道译码差错，相应地如果要求一定的传输质量，信道编码的应用还承诺减少发射功率。

信道编码的要紧原理是在传输信息的同时加入信息冗余（与信源编码正好相反），通过信息冗余来达到信道差错操纵的目的。

当接收机利用该冗余信息来译码时，现在不需要反馈信道，这种方式就称为前向纠错译码；当接收机利用该冗余信息对传输信息进行差错检验并将检验结果反馈，发送端按照反馈结果决定是否重发信息时，这种方式就称为自动重复要求（ARQ）。

信道编码一样能够分成两大类，即分组码和卷积码。

分组码是基于严格的代数理论建立的一种有效的信道编码；分组码编码是将输入信息分成不同的组，对各组信息分不独立编码，加入冗余信息，因此分组码传输时，组与组之间是独立的，其译码也是分组独立译码。

卷积码编码是将输入信息与一固定结构的编码器进行卷积，卷积的输出作为传输信息．由于卷积码的关系，卷积码的输出信息是前后关联的，因此译码时，卷积码一样采纳序列译码的方式。

差错操纵的目的及其需要性
由于信道传输不可幸免的噪声及其他阻碍，通过在发送端提供信息冗余来提供信息的检验和差错操纵，使通信系统达到高的可靠性，确实是差错操纵编码的差不多任务.
差错操纵编码的差不多思路：在发送端将被传输的信息附上一些监督码元,这些余外的码元与信息码元之间以某种确定的规则相互关联(约束)。

接收端按照既定的规则校验信息码元与监督码元之间的关系,一旦传输发生差错,则信息码元与监督码元的关系就受到破坏,从而接收端能够发觉
错误乃至纠正错误。

信道差错的模式
•随机差错
差错的显现是随机的，一样而言差错显现的位置是随机分布的。

这种情形一样是由信道的加性随机噪声引起的。

一样将这种信道称为随机信道。

•突发差错
差错的显现是一连串显现的。

这种情形如移动通信中信号在某一段时刻内发生衰落,造成一串差错;光盘上的一条划痕等等。

如此的信道称为突发信道。

• 混合差错
既有突发错误又有随机差错的情形。

这种信道称之为混合信道。

差错操纵的差不多方法
• 检错重发（ARQ ）
检错重发：在接收端按照编码规则进行检查，如果发觉规则被破坏，则通过反向信道要求发送端重新发送，直到接收端检查无误为止。

ARQ 系统需要反馈信道、效率较低，然而能达到专门好的性能.
• 前向纠错
前向纠错(FEC): 发送端发送能力纠正错误的编码,在接收端按照接收到的码和编码规则,能自动上下纠正传输中的错误。

不需要反馈信道, 实时性好,然而随着纠错能力的提升,编译码设备复杂。

• 混合方式
结合前向纠错和ARQ 的系统,在纠错能力范畴内,自动纠正错误,超出纠错范畴则要求发送端重新发送。

它是一种折中的方案。

§9.2信道编码的差不多知识及码的纠检错能力
例1,假设发送信息0、1（等概），采纳2PSK 方式，最佳接收的系统误比特率为
Pe=⎥⎦⎤⎢⎣
⎡021
N E erfc s ,现在假设Pe=10-3(即平均接收1000个中错一个).
如果将信息0编码成00,信息1编码成11,依旧采纳刚才的系统,则在接收端:
如果发送00,收到01、10，我们明白发生了差错，要求发送端重新传输，直到传送正确为止，因此只有当收到11时，我们才错误地认为当前发送的是1。

因此在这种情形下发生译码错误概率是e P 22
1
：
同理，如果发送的是11，只有收到00时才可能发生错误译码，因此在这种情形下发生译码错误的概率是e P 22
1。

因此采纳00、11编码并采纳ARQ 方式的系统误比特率为P2e 纠错编码的分类 分组码（n, k ）
分组码将k 个比特编成n 个比特一组的码字（码组）（Code words ）,通常将分组码表示为（n, k ）形式，因此输入有2k 种组合，输出码字具有2n 种组合（n ＞k ）,(n, k)编码器实际上是从输入码字空间到输出码字空间的一种——放射，输出实际上是在输出码字空间中挑出的2k 个许用码字。

卷积码（n, k, N ）
卷积码是另外一种编码方法，它也是将k 个信息比特编成n 个比特，但k 和n 通常专门小，专门适合以串行形式进行传输，时延小。

与分组码不同,卷积码编码后的n 个码元不仅与当前段的k 个信息有关,还与前面的N -1段信息有关，编码过程中互有关联的码元个数为nN 。

纠错编码的差不多原理
设I 为输入码字空间，C 为输出码字空间，（n, k ）编码规则f; I →C 为一一映射。

若I 空间中的码字用I=(Ik-1Ik-2……I0)k 元组表示, C 空间中的码字用C=(cn-1cn-2……c0)n 元组表示, cicj ik c C ,∈表示码字ci 第k 个比特的值。

定义1、码字间的汉明距
dij=∑=⊕⊕n
k jk ik c c 1),(表示比比特异或。

码字间的汉明距即为两个码字间不相同的比特数。

例如,码字(1100111)与码字(1011001)之间的汉明距为5。

定义2、码字的码重w 码字中的比特1的个数。

例如,码字(1100111)的码重为5。

定义3、最小码距dmin
码空间中任意两个码字间最小的汉明距。

即{}ij j
i C
cj cj d Min d ≠∈=,min 最小码距与码的纠错、检错性能之间的关系：
• 为了检测e 个错误，要求最小码距为dmin 1+≤e
设码字C 发生的差错为dmin, 则当e min d ≥时，C 可为其他的可用码字，导致不能检测出差错的发生。

因此，为了检测e 个错误，要求最小码距
1min +≥e d 。

• 为了纠正t 个错误,要求最小码距12min +≥t d
设所有码字均具有纠正t 个错误的能力,设码字C 发生差错为t,为了不使差错后的码字落入其他码字的纠错能力范畴，因此要求码字C 与其他码字的距离至少为2t+1，即
12min +≥t d 。

• 为了纠正t 个错误，同时检测e 个错误，要求最小码距1min ++≥e t d
(e ＞t)
当码字C 要求能同时纠正t 个错误，同时还能检测e 个错误，那么若码字C 发生e 个差错,则它不能落在另外码字的纠错能力t 内,因此要求
1min ++≥t e d .
§9.3 简单的信道编码 奇偶校验码
这是一种最简单的检错码，在运算机数据传输中得到广泛应用。

假设奇偶监督码的码字表示为(an-1, an-2,…a0), 则偶校验码:an-1⊕an-2⊕…a0=0(即偶数个1) 奇校验码:021....a a a n n ⊕⊕--(即奇数个1) 可见这种码的最小码距为2,只能检1个错。

二维奇偶校验码
为了提升奇偶校验码对突发错误的检测能力，能够考虑用二维奇偶校验码。

将若干奇偶校验码排成苦干行,然后对每列进行奇偶校验,放在最后
一行。

210222120
1
2111......
...
...
...
......m n m n m n n n n c c c a a a a a a ------
交错码。